вым волноводом. Щели вырезаются в одной нз внешних пластин симметончного полоскового волновода (рис. 8.8). Из-за неснмметрин, вызываемой наличием щелей, возникают во.аиы Оолее высоких порядков, которые могуг подавляться с помощью комбинации штифтов, как показано на рис. 8.8. Из эксперимента следует, что со-гласованпе в необходимых пределах может быть достигнуто уже с помощью четырех штифтов. В случае коротких линейных или плоских систем питания в основном употребляются две конструкции системы (рис. 8.9, 8.10).

В обоих случаях щели расположены на концах ответвлений волновода. Размеры, указанные на рис. 8.9, являются оптимальными. Плоские антенные системы такого вида могут применяться в тех Случаях, когда излучающая поверхность может совмещаться с внешними обводами корпуса передатчика.

Щелевые антенны, которые возбуждаются бегущими волнами в симметричном полосковом волноводе, могут выполняться в виде, схематично представленном на рнс. 8.10. Относительную мощность, излучаемую каждой щелью, можно менять, варьируя размеры щели (ширину, длину) и положение щелей (сдвиг в сторону). Соответствующим расположением короткозамыкателя за последней щелью можно добиться излучения всей мощности. Щелевые антенны такого вида можно рассматривать в некотором смысле как аналог известных волноводно-щелевых антенн. Коэффициенты связн со щелями рассчитываются либо определяются экспериментально. По сравнению с волноводно-щелевой щелевая антенна, питаемая симметричным волноводом, обладает теми преимуществами, что, во-первых, длина волны в тракте питания меньше длины волны в свободном пространстве, а во-вторых, в симметричном волноводе отсутствует дисперсия. Поэтому синфазно возбужденные щели могут соединяться таким образом, чтобы вторичные главные лепестки не появлялись. Кроме того, ча-

Рис. 8.8. Возбуждение щелевого вибратора симметричным нолосковым волноводом.

стотиая зависимость направления излучения у полоско-вой щелевой антенны меньше, чем у волноводно-щелевой.

Щелевая антенна в полосковом варианте чрезвычайно удобна для частотного сканирования, т. е. для качания электрического луча изменением частоты. Чтобы увеличить изменение разности фаз между щелями в за-

J42D

3/5Я„

3D Ом

Z2,5Dm

90 Он

Рнс. 8.9. Системы питания щелевых Рис. 8.10. Возбуждение ще-аитеин. левой системы бегущими

волнами.

висимостн от частоты, можно установить малогабаритные симметрирующие петли так, что электрическая длина между щелямп будет составлять несколько длин волны. Таким образом, в 3-см диапазоне были получены углы качания до 60° при изменении частоты на 5%.

Соответствующей вариацией коэффициентов связи вдоль антенны можно получить диаграмму направленности специального вида, например косекансную диаграмму излучения.

Из сопоставления рассмотренных антенн видим, что полосковые антенны представляют значительный интерес. Особую значимость имеют те виды излучателей, которые могут быть соединены в системы. К ним в первую очередь относятся системы вибраторов, образующие решетки с поперечным излучением, и решетки щелевых излучателей.

§ &2. Методика синтеза диаграммы направленности

Проектпропанне излучающей системы, питаемой бегущими волнами, при известных параметрах элементов, отбирающих заданную долю мощности от питающего

Рис. 8. П. К выводу коэффициента связи.

волновода, состоит в выборе амплитудного распределения, которое обеспечит выполнение требуемых условий.

Прн питании бегущей волной необходимо определить долю мощности Р, отбираемую каждым элементом, в зависимости от амплитудного распределения излучающей системы (предполагается заданным). Отбор мощности не пропорционален квадрату амплитудного распределения, так как мощность, распространяющаяся в волноводе, уменьшается вследствие излучения, и следовательно, элементы, расположенные вблизи нагрузки в конце волновода, при постоянной связи излучали бы меньше, чем элементы, расположенные на входе. Легко видеть, что для получения равномерного амплитудного распределения отдаваемая мощность должна экспоненциально возрастать к концу излучающей системы относительно мощности, отбираемой в начальных участках волновода.

Рассмотрим случай, когда излучающие элементы расположены на одинаковых расстояниях (f друг от друга и возбуждаются сиифазно (U2].

Нагруженный волновод делится на п симметричных звеньев F. Пусть ~ входная мощность звена f ;

- излучаемая мощность этого звена; -мощность потерь в звене f(pHC. 8.И). Для любого имеет месте баланс мошности

G =Р --A + G , (0=1. 2, 3,..., п). (8.1)

Примем, что в звене Р„:

отношение излучаемой мощности к входной

р„=А; (8-2)

отношение выходной мощности к входной

E = G,/G; (8.3) отношение мощности потерь к входной

=X /G. (8.4)

Величина принимается постоянной и полагается равной относительной мощности потерь ненагруженного волновода длиной d.

Из указанных выше соотношений прежде всего следует, что G,/G =l - -в результате чего

G +i/G, = (1 - - (l - <р, - ... (1 - т„ - ф„).

Отсюда с учетом (8.2) получается

- = Т„, -%=(1 -Ч .-(1 - Т.~ 1)Т„,. (8.5)

В уравнении (8.5) распределение амплитуд излучателей или относительных значений их квадратов Р^ представлено как функция коэффициентов связи <р^. Открывается принципиальная возмокность при заданных Р^ последовательно определить отдельные <f . Однако этот метод (особенно при большом числе излучателей) чрезвычайно громоздок, к тому х(е он не является наглядным и точным, поскольку начальные ошибки входят во все последующие результаты [103]. Найдем явное представ.пение <р„ в зависимости от Р, [112]. Из (8.1), если о заменить на и-1, можно получить

G. = G.-SP,- Sx. (8.6)

li=l 1Л=1

Тем самым

0-1 и-1

1=ц и.=1

(8.7) 211

Введем к. п. д. антенной системы как отношение излучаемой мопшости к входной:

(8.8)

(8.9)

Если подставить G, из (8.8) в (8.7), то получим

tv-=t 1Л=1 11=1

Так как теперь общая излучаемая мощность и общая мощность потерь в проводнике не больше входной мощности Gi, то для любого справедпиво неравенство

11=1 11=1

или

/2,< SP,. (8.10)

ц=1 л=1 ji=l

Следовательно, моою переписать выражение (8,9) в следующем виде:

где

р.=тс /(1-д„)=9о2д:.

11=1

р=1 J

1= 1= ,

(8.11)

(8,12)

(8.13)

причем всегда меньше единищл. Преобразуем числитель в (8.13) следующим образом:

0-1 0-1 O-l ( Л-1 \

1S .=ь S G.=ii S G, - S р„ =

11 = 1 1=1 1=1 I л=1 j

= Ъ|( -1)С.- I (8.14)

11=1 о=1 J

При этом для представления сумма мощностей потерь не учитывалась, так как по сравнению с осталь-212

ными величинами в правой части этого уравнения она мала. Поскольку перед скобкой в (8.14) стоит малая неличина ф^, это допущение соответствует приблич.епию первого порядка. Выразим G, в (8.14) с помощью (8.8) через 1] и и подставим в (8.13):

п 0-1 11-1

\ = t-iF-r 8.15)

S.-Sp, 11=1 11=1

Если - амплитуда u-ro излучателя, то

P = (const).7!. (8.16)

При заданном амплитудном распределении коэффициенты связи могут быть определены с помощью формул (8.11), t8.12).

§ 8.3. Оценка фазовых ошибок и возможности каскадирования

Фазовые ошибки в излучателях зависят от трех обстоятельств: 1) от точности исполнения решетки, 2) от точности изготовления центрального проводника, 3) от изменения фазового распределения из-за взаимных связей между излучателями.

Последнее обстоятельство в большинстве случаев влияет незначительно по сравнению с первыми двурйя, и его учитывать мы не будем. Точность исполнения решетки излучателей определяется лишь возможностями технологии изготовления, в частности для нашего случая возможностями техники фотогравирования, которые достаточно велики для требований в сантиметровом диапазоне волн. Например, изменение расстояния между излучателями на 0,1 мм при Хо=3 см, Лдв=1 см (8=9) даст отклонение главного лепестка на угол Д6 = = (Яа/Я в)(ДйДов) =3-0,01 =0,032°. Для слабонаправленной антенны это вполне допустимая величина. Однако и для остронаправленных антенн техника фотогравирования достаточно точна, так как допуски такой технологии значительно меньше 0,1 мм.

Наиболее сильное влияние на величину фазовой ошибки оказывает отклонение характеристического со-