противления из-за неточности изготовления центрального проводника -и разброса параметров диэлектрика по толщине и 6. Эти неточности меняют коэффициенты связи fo- Для учета влияния случайных погрешностей в значениях коэффициентов связи на амплитудное распределение будем исходить из уравнения (8.5), которое посче применения (8.6) и замены r-f 1 на и примет следующий вид:

(const) = <рJ1 у. )(1 .(1 ф^.

(8.17)

При ? < I и ij) < 1 (эти допущения являются обоснованными) прежде всего следует, что

COnSt5J = lnT -(o .l),p 2J9;

(const)i=<P e-*°- * exp 5Jt,

(8.18)

Это уравнение также может быть положено в основу синтеза диаграмм. Однако такое представление ненаглядно, так как входит в него неявным образом.

Допустим теперь, что в определении коэффициентов связи возникают случайные погрешности. Предположим, что они пропорциональны номинальному значению:

fo = Jl+? ), (8.19)

где - коэффициент связи без учета погрешностей, <f\ - случайная, обычно комплексная величина погрешности.

Если ввести (8.19) в (8.18) и учитывать лишь малые величины <f\ до первой степени, то после некоторых преобразований получаем выражение

(8.20)

Если распределение погрешностей <f\ не подчиняется определенному статистическому закону, а все f, например, вследствие систематических погрешностей измере-214

нйя равны, т. е. каждое <е^ обладает одинаковой е) процентном отношении погрешностью, то выра кение, стоя щее в фигурных скобках в (8.20), примет вид

При этом предположении погрешность в распределении с ростом и убывает, на конце волновода, как правило, становится отрицательной и при известных обстоятельствах имеет относительно большое абсолютное значение.

Если, как и в предыдущем разделе, возникающие распределения представить в виде непрерывных функций при единичной длине антенны, то выражения (8,18) и (8.20) переходят в следующие:

(const) = (г) е- * ехр 11 -1 т., (?) Л ; (8.21) ,=0 { + j У -2)

При этом опять не учитывались малые значения ч2п.

Влияние на распределение неправильно учитываемых потерь на затухание можно оценить с помощью выражения (8.21). Если - потери на затухание (дБ) на единицу длины, которые были положены в основу расчета функции связи, а истинные гютери на затухание определяются выражением /4п=Лп(1+ 2), то n<f>= = 0,23Мп=0,23М„ (1 -f/л) = nvl) (Ц- т).

Таким образом, согласно формуле (8.21), получается функция распределения f{z), отличающаяся от ожидаемой (при т=0). Практически т всегда настолько мало, что необходимо учитывать только первые степени произведения m \J)o. Тогда из формулы (8.21) следует:

fW = [M2)U= {l- tzl. (8.23)

Следовательно, в первом приближении истинное распределение отличается от ожидаемого на линейный относительно г множителе. Отличие тем больше, чем боль-HIC число излучателей, или, соответственно, длина ан-1е1Н1Ы. Для очень больших антенн потери на затухание

необходимо опречслять особенно тщательно. К. н. д. г], взятый за псиону при проектировании, не входит в функцию погрешности.

При оценке влияния на излучение изменения частоты излучающие свойства отдельных элементов в первом приблпжешщ можно считать частотно-иезависимыми. Тогда HJMeiienne частоты проявляется лишь в повороте

Рис. 8.12. Зависимость направлении излучеиин от частоты (пунктир- направление излучения при нулевом фазовом сдвиге).

луча (особенно незначительном), обусловленном изменением фазы в линии относительно фазы на входе. Если Ф=2я/Лг представляет собой разность фаз на всей длине излучателя, а ДФ= (cKD/(9X)AXo - изменение разности фаз, обусловленное измеиеипем ДЯо длины волны, то для вызываемого этим обстоятельством поворота луча (рнс. 8.12) в первом приближении справедливо равенство \а=ДФАо/2я/. В таком случае

1;ф вк 2ir/ ift,

йк ~~ дкг <№ !, }1 <Яч1

Следовательно,

и, наконец

(8.24)

где Aflf - относительное изменение частоты. 216

Для симметричного полоскового волновода

(8.i25) (8 26)

(8.27)

Итак, получилось, что в первом приближении отклонение максимума главного лепестка прямо пропорционально изменению частоты питающего сигнала относительно центральной частоты, на которой максимум главного лепестка нормален плоскости расположения излучателей. Коэффициентом пропорциональности .между отклонением луча и уходом частоты служит постоянная

величина У1. При сравнительно малых е (менее 5 .. -... 10) и не очень узкой ширине главного лепестка можно значительно улучшить согласование антенны со входа, практически не изменяя мощности излучения в нормальном направлении. Для этого необходимо отклонять луч в пределах половины ширины главного лепестка в каждую сторону. Это требование весьма важно для стационарно устанавливаемых антенн.

Сравним полученные результаты с известными для решеток, питаемых другими фидерами.

Для прямоугольного волновода, нагруженного излучателями и возбуждаемого волной Яю,

(8.28)

где Xc = i

. I 1 - ( ll ) ~ волны в прямоуголь-

ном волноводе.

Видио, что на разных частотах при одинаковом отклонении частоты Af/f отклонение луча решетки излуча- телей, занитываемой прямоугольным волноводом, p,i3-лично. Это представляет собой определенные неудобства, так как при прочих равных условиях с повышением частоты при сохранении габаритов питающего волново/ia отклонение луча возрастает, что особенно существенно

при комструиропаияи электрически скаппрующих устройств.

В решетке с симметричным полосковым волноводом для одинакового ухода луча в разные стороны от нормали требуется одинаковый сдвиг частоты, т. е. линейная модуляция центральной частогы. Для решетки щелей в прямоугольном волноводе такой зависимости не получается. В схеме модуляции требуются значительные изменения. Вышеуказанное подтверждает, что решетки щелевых излучателей в симметричном полосковом волноводе могут конкурировать с аналогичными системами на прямоугольных волноводах и найти применение в сканирующих системах. Для сканирования они имеют еще то преимущество, что при заданном расстоянии между излучателями можно легко увеличить электрическую длину симметричного полоскового волновода между нп-ми, увеличив длину центрального проводника и сохранив тем не менее условие фазировкн. Тогда при увеличении электрического пути энергии в п раз (п - целое число) угол отклонения также увеличится в п раз.

В заданном диапазоне частот изменение направления луча прямо пропорционально ширине диапазона (около 3 в 3%-ном диапазоне). Очевидно также, что увеличение € увеличивает в Уг раз коэффициент сканирования луча для любой частоты. В случае остронанравленных антенн и сравнительно большого диапазона волн частотная зависимость неблагоприятно сказывается на эксплуатационных свойствах. Этот фактор определяет трудности, связанные с созданием остронаправленных антенн данного типа.

Так, для средней частоты о=8800 МГц; полосы пропускания 80 МГц; диэлектрика ПТ-3 п ширины диаграммы меньше 1° поворот луча при пзмепенип частоты в пределах полосы уже выходит за пределы ширины диаграммы.

§ 8.4. Конструктивный расчет полосковых антенн

Электрический расчет печатных полосковых антенн в основном совпадает с расчетом других подобных излучающих систем. Небольшие различия обусловливаются у антенн, использующих несимметричный волновод влиянием диэлектрического листа на характеристики

т - -

папраЕленности, а следовательно, и на КНД. Кроме Td го, эффект взаимного влияния получателей друг на друга приводит к отклонению амплитудно-фазового распределения от расчетных значений. Точный учет этого эффекта невозможен, так как для полосковых антенн этот вопрос сравнительно слабо разработай. Однако приближения, использующие результаты исследования антенн на других фидерных системах питания, оказываются в большинстве случаев вполне удовлетворительными.

Таким образом, расчет характеристик излучения полосковых антенн производится в подавляющем большинстве случаев стандартными методами антенной техники [22]. Поэтому при проектировании полосковых антеяи отличия будут в основном в конструкциях и параметрах отдельных излучающих элементов, а также систем питания.

Основные излучающие элементы папосковых антенн- вибратор и щель. Интересующие нас параметры вибратора, т. е. те, которые зависят от его геометрических размеров, - это волновое сопротивление рв и укорочение вибратора а1.

Волновое, сопротивление может быть рассчитано по одной из следующих формул [22]:

(8.29) (8.30) (8.31)

Р.= 120>4-1); Р„ = 1201п4-0.69): p,= 1201n-;- 0,578J.

Соотношения (8.29) - (8.31) получены из обычных выражений [22] для волновых сопротивлений путем подстановки эквивалентного радиуса плоского проводника. Эта же подстановка дает следующее выражение для расчета укорочения вибратора:

6071 In (Я/26)-f 42 = 0, (8.32)

где 2Д/ = (2/-Х./2).

Выбор ширины полоскового проводника b в значительной мере произволен, как, например, в антенне типа волновой канал . В ромбической полосковой антенне выбор ширины проводника определяется пропускаемой