Главная Бухгалтерия в кармане Учет расходов Экономия на кадровиках Налог на прибыль Как увеличить активы Основные средства
Главная ->  Фильтры СВЧ 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 [ 25 ] 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

яатора и входной лииии накачки были иеодинаковыми, однако их волновые сопротивления составляли 50 ои.

На рис. 11.0в.7 представлена приближенная эквивалентная схема каиала накачки преобразователя для частот в окрестности 5000 Мгц. Хотя ель маирузии (т. е. д|иояна!я цепь) очеяь сложна, в интересующем ас диапазоне частот она ведет себя подобно простому последовательному резонансному контуру. Инвертор сопротивления К\% и инвертор проводнмостн /га определяются, как показано на рис. 11.08.6. неоднородностями связи). Отметим, что в


Рис. 11.08.7. Приближенная эквивалентная схема входного канала накачки в цепи, прииеденноИ на рис. 11.08.6 (для частот в окрестности 5000 Мщ).

-емкостная проводимость входной фильтровой цепн на частотах накачки. Используется нагрузка с последовательным реюнансом. conporf.. -пп 0

I а вОлиаи ш.

этой цепн вся мощность накачки выделяется в конечном счете на сапротиолевии тараэипэдых потерь шиюда Ra. Так как вешчяна его весьма мала по сравнению с реактивными сопротивлениями цепи, задача согласования сопротивлений оказывается достаточно трудной.

При первой сборке преобразователи была установлена некоторая, приблизительно правильная длина шлейфа, соответствующего инвертору Kt2 цепи, приведенной яа рйс. 11.08.6. Для настройки схемы емкостный зазор, соответствующий инвертору Ja, был замкнут, так что фактически 50-омная линия продолжалась вплоть до неоднородности (это было эквивалентно удалению четырехполюсника, обозначенного /гз в схеме на рис. 11.08.7 с тем, чтобы оставить только чистую 50-омную лннню вплоть до инвертора Ki2). Затем с помощью измерительной линии, присоединенной ко входу накачки преобразователя, были проведены измерения

) Инверторы и Jm являются примерно такими же инверторами, как иа 1рис Ь034].в и а03.2г. Заметим, что хотя ,в качестве второго резонатора иакачки используется резонатор четвертьволнового типа, его физическая длина Судет значительно меньше четверти длины волны из-за отрвцательиыи откэков линий входящих в состав инверторов [см., например, ф-лу (8.08.4)].

ксв с использованием методов, описанных в § 11.02, и определена добротность диодной цепи Qa иа резонансной частоте иакачки, , равная 77. Заметим, что она соответствует ненагруженной добротности, измеряемой по методике того же параграфа, и не зависит от -регулировки параллельного шлейфа инвертора Ки.

Заданная величина относительной ширины полосы равнялась а)=0,082, так что декремент затухания нагрузки был равен

Согласно рис. 4.09.3 и 4.09.4 для двухрезонаторной (п=2) цепи при этом эначевии 6 максимальные рабочие потерн в рабочей полосе должны составлять 3,3 дб прн величине пульсаций 0,84 дб. Так как полученные величины удовлетворяли требованинм данного преобразователя, то схемы с большим числом п не рассматривались. Затем из графиков на рис. 4.09.56 были найдены параметры соответствующего оптимального прототипа нижних частот go=l, g[ = 6,3, g2=0,157, g3=6,3 a, =1.

Из рнс, 11.08.3 для нашего случая имеем:

4Z g,g26

4gsSa4

(11.08.10>

(II.08.II)

где Уо=12о. Хотя все параметры для расчета инвертора /гз были, таким образом, определены, инвертор Кп нельзя было рассчитать из-за незнания величины сопротивлении Ra.

Напомним, что при измерении добротности Qa была установлена некоторая приблизительно правильная длина шлейфа, реализующего инвертор К\2, но она не оказалась абсолютно точной. Для измерения величины Qa по методам, изложенным в § 11.02, не обнзательно знать параметр шлейфа связи инвертора Кк, однако для определения сопротивления Ra этот параметр необходимо знать точно. Указанную трудность пришлось обойти, исключив 1из расчетов и .K12, и Ra (см. ниже).

Сопротивление Zb на рис. М.08.7 равно в середине полосы

Тогда по ф-лам (11.08.10) и (11.08.12) получаем 7 1 Znw 50п;-0,082

(т!)4е.в!б 1М-6,30-0,157.0.16

=20,4 ОЛ. (11.08.13).

Таким образом, при замкнутом емкостном зазоре, соответствующем инвертору /гз (для продолжения 50-омной линии вплоть



до шлейфа Ка), длина шлейфа Ка регулировалась так, чтобы ксв со стороны входа иакачкн аа резонансной частоте равнялся

и при этом вблиэн шлейфа находился узел напряжения стоячей волны.

Затем зазор инвертора /js размыкался (см. рис. 11.08.6), и его величина регулировалась так, чтобы получить ксв Va=6,3 в середине полосы. При каждой регулировке величины зазора настроеч-иые винты у края емкостного зазора второго резонатора накачки регулировались так, чтобы получить примерно симметричную от-лосительно fo зависимость ксв от частоты.

Указашая величина Vd i6,3 лолупается следующим а1бразом.

Длн схемы на рис. 11.087 ib сереииие полосы имеем

(11.08.15)

Так как 1гз представляет собой иавертор шровощимости (юм. S 8.03), то

(11.08.16)

Тогда из ф-л (11.08.11), (11.08.13) н (11.08.16) получаем

2 lh=Z g ,=50-I.0.6,30=315 ом. (11.08.17)

Отсюда ксв со стороны 50-омного входа .накачки будет в середине полосы иметь значение

135

=-----

- = 6,30.

(11.08.18)

приче. в окрестности зазора, соответствующего инвертору /гэ, должна быть пучность вапряжения стоячей волны.

На зтом заканчивается настройка согласующей цепи накачки. Результирующая характеристика рабочего затухания ), рассчитанная по измеренным значениям ксв, приведена на рис. 11.08.8. Относительная ширина полосы при этом равна 0,0875 вместо заданной 0,082. Максимальные рабочие потери в полосе пропускания составляли й,2 дб, что хорошо согласуется с их оишдасл1Ьш звачемием .3,3 дб, а величина пульсаций в полосе пропускания оказалась равной примерно 0,4 дб вместо ожидаемой величины 0,84 дб. Экспериментальная характеристика получилась несколько лучше теоретической, ввиду того что при измерения данных для графика на рис. 11.08.8 иа выходе был добавлен резонатор, рассчитанный на

) Объяснение этого термина сн. в J 2.11.

- 154 -

нижнюю боковую полосу. Он несколько снизил эффективную добротность Qa диодной цепи по сравиению с ее первоначальным значением Qa=77, лолучеящым без выходного резонатора).

Интересно выяснить, к какому же эффекту привело добавление второго резонатора вакачки в качестве согласующей цепи? Предположим, что свюва Qa=77 и требуемая величина отноонтелыной ширины полосы ш=0,082, так что иенремент затухания Л=0,16.


Рис. 11.08.8. Характеристика рабочего затухания иа входе канала накачки, рассчитанная по измеренным эначенннм ксв

В случае нспользования только первого резонатора накачки (т. е. просто резонансной диодной цепн вместе с регулируемым * шлейфом связи, соответствующим инвертору К12) я такой регули- ровки шлейфа связи, чтобы в середине полосы было полное согла-сование с йОомным входом нгкач1к,и, потери на отражение на краях Ж по.юсы составили бы примерно 10,9 дб. Если бы шлейф связи, . соответствующий инвертору Кп, был отрегулирован в соответствии с оптимальным расчетом для случая п- 1 (при использовании па-щ раметров прототипа, приведенных в § 4.09), то потерн иа краях полосы (/.л)ша составляли бы 5,6 дб, а потери в середине полосы *. (iAjmH.-3,3 аб.

Таким образом, добавление второго резонатора (при этом рас- чет нужно производить для п=2) приводит к уменьшению макси-: мальных н мнннмальных потерь в полосе пропускания до следую- щих значений (/-A.)mai=3,3 дб и (ЬА)тя=2,Ь дб. Прн п=4 эти зиачення были равны: (iA)m>i=2,5 дб и (1а)пш=2,3 дб, а при п=оо - (LA)ma=(LA)=2 дб.

*) Это уменьшение ао6рагиости вызвано параллельной емкостью, внесенной ыходныв резонатором, всдадствие чего увеличилась связь с внутреинви соп-, > ротнвленяем диода.



Как можно видеть, переход от й=1 к п-2 дает очень большое улучшение характеристик, ио пря дальнейшем увеличении п степень улучшения быстро убывает.

Другие типы согласующих цепей на связанных резонаторах. Согласующую цепь можно также выполнять по схеме, показанной иа рис. 11.08.9, которая не содержит инвертора между нагрузкой и смежным резонатором согласующей цепи. Однако эта схема не будет достаточно пригодной для практических целей, если не считать случаев относительно широкополосных согласующих цепей.

..Г^й-гЛ -I Г-I t Г~ .

шит

Рйс. 11.08,9. Дополнительная обобщениан форма согласующей цепп на связанных резонаторах.

---1/

С„Ь„ю

Величины Ьш,

могут быть выбраны произвольно.

,Цля нагрузки используется приближенное предстнвлеиив

Величины Ьз, bt, .... Ь„ и Сь могут быть выбраны произвольно. Параметр крутизны резонатора 2 bj нельзя здесь выбирать произвольно, и для узких полос он часто становитси настолько большим, чго в реальных цепях его трудно получить. Особенно сложным оказывается дуальный случай, огда первый реэоматор согласующей цепн станет последовательным).

С помощью расчетных методов, изложенных в § 11.09, можно рассчитать схему, более или менее эквивалентную показанной .на рис. 11.08.9, во при этом используется уже другой подход. Как отмечалось выше, такие схемы сташояятся наиболее удобными .для практического применения в случае относительно широкой полосы, порядка 30% и выше.

*) Дуальную цепь применяют в случае нагрузки с резонансом п^аллельиого а.

11.09.;

ых согласужицюс цепей с поашцью

методов, киюженяых в гл.. 10



в этом параграфе будет продолжено рассмотрение расчета согласующих цепей, но уже для случаи относительно широких полос. Осношые положения остаются такими же, как и в предыдущем пара!Прафе, однако сама методи- ка несколько изменяется, чтобы* использовать принципы расчета фильтров, изложенные в гл. .10.

Эти изменения заключаются в следующем. Сначала, как и прежде, нагрузка настраивается в последовательный или параллельный резонанс на средней частоте полосы fo. Но так как в данном случае мы имеем цело с относительно широкими полосами, то лучше дри расчете декремента нагрузки 6 использовать в качестве основного не добротность нагрузки, а другой параметр. Такой прием вызван тем, что когда требуется широкополосное согласование, то добротность нагрузки обычно оказывается сравнительно малой, кроме того, может иотребоватьсн более полное исследование характеристики сапротивления или проводимости, чем прн измерении одной добротности.

Рис. 11.09.1 иллюстрирует предлагаемый способ расчета требуемых параметров нагрузки б и Ra или Са. в пределах интересующего нас диапазона частот измеряются характеристики сопротивления нли проводимости нагрузки, настроенной в резонанс, а затем искомые параметры легко определяются по измеренным данным, жак это 1вндн0 из

рисунка. Заметим, что указаиные на леи частоты /i и ft представляют границы частотной полосы, э которой требуется .хорошее согласование.

На рис. 11.09.1 приведены идеализированные характеристики, так как их вещественные составляющие остаются постоянными с - 157 -

Рис. 11.09.1. Определение параметров иагруэки Б форме, (удобной для широкополосного согласовании: fl - случай ндеа.лнзироваиной нагрузки Zl с последовательным резонансом, когда Ra = Re н Ra

*~ I- ; б -случай

идеализированной нагрузки Гь с параллельным резонансом, когда

Частоты / и /1 -границы полосы, в которой требуется согласование сопротивлений



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 [ 25 ] 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

© 2024 Constanta-Kazan.ru
Тел: 8(843)265-47-53, 8(843)265-47-52, Факс: 8(843)211-02-95