Главная Бухгалтерия в кармане Учет расходов Экономия на кадровиках Налог на прибыль Как увеличить активы Основные средства
Главная ->  Фильтры СВЧ 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

тернстику полоснопропускающего фильтра так, что справедливо следующее частотное преобразование:

(11.11.5)

Преобразование (11.11.5) обычно обладает наибольшей точностью для узких полос (т. е. при расчетах с относительной шириной полосы около 0,05 или меньше) и, в зависимости от типа фильтра, может обеспечивать достаточную точность вплоть до довольно широких полос. Однако необходимо иметь в виду, что поскольку частотные характеристики полосяапрапуюк-ающего фильтра ъ полосе пропускания не являются в действительности линейным отображением характеристик фильтра нижних частот в полосе пропускания, то формы характеристик времени задержки этих фильтров будут различны, так как время задержки равно производной от фазы по частоте.

Другой причиной указанного различия являются потери рассеяния в фильтре, которые, вообще говоря, стремятся сдвинуть частоты собственных колебаний цепи с оси 1и в левую комплексную полуплоскость (см. §§ 2.02-2.04). Поэтому характеристики фазы и времени задержки фильтра будут несколько отличаться от тех же характеристик при отсутствии потерь рассеяния. Когда затухание, вызванное рассеянием, невелико (порядка нескольких десятых долей децибела или меньше), соответствующее изменение характеристики временной задержки окажется, по-видимому, также небольшим. Это затухание наиболее заметно вблизи границ полосы, где оно будет стремиться сгладить характеристику временной задержки, что, однако, ие должно представлять какой-либо опасности.

Литература

I*. Gin Z ton Е. L. Microwave Measurements, pp. 417-424 (McGraw-Hill Book Company, Inc. New York City, 1957).

Гинатон Э. Л. Измерения на сантиметровых вшнах, пер. с англ. под ред. ,Г. А. Ремеза, И.Л.. 11960.

2. Dishal М. Alignment anil Adjustment of Synchronously Tuned Multiple-Resonator-Circuit Filters. Proc. IRE 39, pp. 144S-1455 (November 1961).

3. Cohn S. B. and Shimizu J. Strip Transmission lines and Components. Quarterly Progress Report 2, SRI Project 1114, Contract DA36-039 SC-63232. Stan lord Research Institute. Menlo Park. California (May 1955).

4. Cohn S. В.. С1 i П e J. F.. Schiffman B. M. and S h e г к P. M. Design Data for Antenna-Multicoupler Systems, Scientific Report I, SRI Project 2183. Contract AF 19(604)-2247. Stanford Research Institute. Menlo Bark. California (August 1957).

Часть этого материала содаржнтсн в статье; С1 i п е J. F. and S с h i 11 m а п В. М. Tunable Passive Multi-Couplers Employing Minimum-Loss Filters. IRE Trans. PGMTT-7, pp. 121-127 (January 1959).

.5. Cohn S. B. Dissipation Loss In Multiple-Couple-Resonator Filters. Proc. JRE 47, pp. I34S-1Э4в (August 1969).

6. Matthaei G. L. Design Theory of Up-Converters for Use as Electronically Tunable Filters, IRE Trans. PGMTT-9. pp. 426-435 (September 1961).

7. Matthaei G. L. An Electronically Tunable Up-Converter, Proc. IRE 49. pp. 1703-1704 (November 1961).

8. К u h E. S. and Patterson J. D. Design Theory of Optimum Negative-Resistance Amplifiers. Proc. IRE 49. pp. 1043-1050 (June 1961).

9. Matthaei G. U A Study of the Optimum Design of Wide-Band Parametric Ampliliers and Up-Converters, IRE Trans PGMTT-9, pp. 23-38 (January 1961).

10. Taub J. J. and Bogner B. F. Design of Three-Resonator Dissipative Band-Pass Filters Having Minimum Insertion Loss. Proc. IRE 45. pp. 681-687 <May 1957).

11. Fubin i E. G. and Gu litem in E. A. Minimum Insertion Loss Fillers. Proc. IRE 47, pp. 37-41 (January 1959).

12 Getsinger W. J. Prototypes for Use in Broadbanding Reflection Ampliliers. 1БЕЕ Trans. PTGMTT-II. pp. 486-497 (November 1963).

J3 Kuh E. S and Fukada M. Optimum Synthesis of Wide-Band Parametric Amplifiers and Converters, IRE Trans. PGCT-8, pp. 410-416 (December 1961)

14 Getsinger W. J. and Matthaei G. L. Some Aspects of the DesiKn oT Wide-Band Up-Converters and Nondegenerate Parametric Amplifiers, IEEE Trans. PTGMTT-12, pp. 77-87 (January 1964). -



Глава 12

ПОЛОСНОЗАПИРАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

12.01. Введение

К большинству устройств свч диапазона предъявляется требование передачи определенных частот сигнала от одного участка тракта к другои(у с минимальным затуханием. При этом нежелательные частоты достаточно надежно подавляются полоснопропус-кающими фильтрами обычного тнпа. Однако, если на какой-то определенной частоте помеха особенно велика, для ее подавления должны быть приняты специальные меры. Точно так же, если генератор вырабатывает ограниченное число частот, то высокое затухание требуется татько иа некоторых частотах. В этих случаях одни или несколько полоснозапирающих фильтров, подавляющих только определенные нежелательные частоты, оказываются более эффективными по сравнению с полоснопропускающим фильтром, рассчитанным на подавление широкого диапазона частот вне требуемой полосы пропускания-

На рис. 12.01.1 показаны два типа полоснозапирающих фильтров, которые будут рассмотрены в этой главе. Онн используются прн относительно узких полосах запирания. Первый фильтр (см. рис. 12.01.1а) больше всего подходит, когда требуется полоса запирания порядка 20% или меньше. Его можно изготовить на полосковых или коаксиальных линиях, используя полоснозапирающие резонаторы в виде шлейфов с емкостной связью, отстоящие друг от друга на расстоянии четверти длины волны на средней частоте полосы запирання. Второй волноводный вариант фильтра (см. рис. 12.01.16), в принципе, подобен предыдущему, еслн в качестве частотной переменной использовать величину, обратную длние волны в волноводе (т. е. IMg), ио в нем применяются объемные резонаторы, связанные с основным волноводом индуктивными диафрагмами. Для того Чтобы избежать взаимодействия между крае-- 178 -

выми полями в различных диафрагмах, резонаторы располагаются иа расстоянии -Xg друг от друга (где > -длина волны в волноводе) .

На рнс. 12.01.2 приведен еще один тнп фильтров, рассматриваемых в данной главе. Ои выполнен в полосковой форме, хотя

si шлейфы удобнее всего изго-

, ~-товлять в виде проволочных

стержней. Такой фильтр может быть рассчитан иа довольно широкие полосы запирания прн хорошо регулируемых полосах пропускания с чебышевской, максимально


Рис 12.01.1. Полосковаи к волноводная структуры для полоснозапирающих фильтров с узкой полосой за

Рис. 12.01.2. Пшосковая структура для полоснозапирающего фильтра с широкой полосой запирання; /-полосковая линия; 2 -пронолоч-мые проиодиикн

плоской нли любой другой формой характеристики, лежащих между полосами запирания. Средними частотами полос запирання служат те, на которых длина разомкнутых шлейфов становится равной одной четверти длины волиы иля нечетному числу четвертей длины волны. Фильтр указанного типа можно, в принципе, использовать и в случае узких полос запирания; однако тогда требуемые сопротивлеиня шлейфов могут стать слишком большими. Поэтому для узких и относительно узких полос запирания предпочтительнее использовать фильтры первых двух типов, приведенные на рис. 12.01.1.

12.02. Переход от прототипов imacHux частот к лолосиозапирающии фильтрам на сосредоточенных элементах

Фильтр-прототип нижних частот типа, описанного в § 4.05, можно преобразовать с помощью соответствующих частотных преобра-зоваиий в полоснопропускающий фильтр, в фильтр верхних частот или в полоснозапирающий. Переход от характеристики фильтра



нижних частот к характеристике полоснозапирающего фильтра можно осуществить с помощью преобразования

I-= I f-ie--J], (12.02.1).

где ш' и ш - соответственно частоты в радианах для фильтра-прототипа нижних частот и полоснозапирающего фильтра. Смысл остальных величин ясен иэ ряс. 12.02.1 н 12.02.2.


а? и/

Рис. I2.02.I. Фильтр-лрототип нижних частот: 1 к 6 ~ четыре основных типа схемы, определяющих параметры go. g......йп-и- ** - максимально плоская и равнопульсирующая характеристики, определяющие границу полосы ш,

Как МОЖНО видеть, частоты прототипа и полоснозапирающего фильтра, приведенные в табл. 12.02.1, соответствуют другдругу. Чтобы выразить величины ij и С указанные иа рис. 12.02.2,

ТАБЛИНА 12,02.1

СООТНОШЕНИЕ МЕЖДУ РАЗЛИЧНЫМИ ЧАСТОТАМИ ХАРАКТЕРИСТИК ПРОТОТИПА И ПОЛОСНОЗАПИРАЮЩЕГО ФИЛЬТРА

(а ,1/2 ш) 1 I w\

1+-j Т-Js.B.(I=F-j при

через параметры gu указанные на рис. 12.02.1, проще (хотя это и ие СТОЛЬ существеино) получить схему, приведенную иа рис. 12-02.2(2 яэ схемы, представленной на ряс. 12.02..1Q, а схему, показанную на рис. 12.02.26, -из схемы, приведенной иа рис. 12.02.16 так, чтобы последовательные сопротивлен.ия переходили в другие

1- п-нечети


Рис. 12.02.2 Полоснозапирающий фильтр; с и б - четыре основных типа схемы, полученных из проготи TIDB fcM. рис. 12.02.1); в и г - максимально плоская п равнопульсирующая характеристики, определнюшне среднюю частоту Шо и относительную ширину полосы

a%=((i)i(i),); ш =

<% -Ml

Для парв.1ле.пьнык

1 последовагельнык

xi =10/,- =

Ma Z.,- w g,-

последовательные сопротивления, a параллельные проводимости - в другие параллельные проводимости. Умножая обе части равенства (12.02.1) иа \lgi, получим нужное соотношение.



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 [ 29 ] 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

© 2024 Constanta-Kazan.ru
Тел: 8(843)265-47-53, 8(843)265-47-52, Факс: 8(843)211-02-95