Главная Бухгалтерия в кармане Учет расходов Экономия на кадровиках Налог на прибыль Как увеличить активы Основные средства
Главная ->  Фильтры СВЧ 

1 2 [ 3 ] 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

Вычислим затухание фильтра на частоте /о=1,10. Используя выражение (9.04.2), при п=6 получаем

AL ,-20x7xlg(l,l)= -5,8 дб, (9.04.3>

откуда следует, что затухание этого фильтра иа 5,8 дб меньше затухания полуволнового ступенчатого фильтра а частоте \1= 1,1 /о, т. е. равно 35,5-5,829.7 дб. Полученная величина превышает заданную (25 дб), что подтверждает пра.вильность сделанного выбора числа резонаторов (п = 6). Значения ксв неоднородностей даны в выражении (6.09.4). Взяв фильтр с параллельными индуктивными связями, изображенный на рис. 9.03.1, получаем: при условии, что iBce У( равны Уо. следующие значения .проводимостей:

(9.04.4).

в,

~ Гс~

= - 10,154

и из ф-лы (9.03.9)

в, = в„ = 147,16 e2 = es= 165,41°

ез=е'=1б8,5г

(9.04.5>

Рассчитанные характеристики этого и ступенчатого полуволнового фильтров приведены на рис. 9.04.1. Напомним, что ступенчатый полуволновый фильтр имеет те же хара1ктеристики, что и четвертьволновый трансформатор, за исключением линейного изменения частотной шкалы в два раза.

Как видно .из .рнсувка, границы полосы пропускания фильтра и его прототипа очень хорошо совпадают, а их максимумы пульсаций внутри полос пропускания приблизительно равны.

Пульсации ксв в полосе пропускания оказались очень близкими к значению 1,10. Расчет самого четвертьволнового трансформатора здесь является приближенны..м. Поэтому величины пульсаций [пунктирная кривая в верхней части (рис. 9.04.1)] несколько отличаются друг от друга'). Искажение характеристики фильтра на рисунке может быть вызвано, во-первых, несовершенством характеристики четвертьволиозгго трансформатора (поскольку он был рассчитан приближенно с помощью цепи с сос-


) Трансформатор бь-л рассчнта-.4 из прототипа нижних частот с сосредоточенными параметрами {см. первый пример в § 6.09).

редоточенными параметрами) и, во-вторых, дальнейшим приближением, которое использовалось при получении из этого трансформатора фильтра с его неравными длинами линий и ча-стотнозависимыми связями.

Что касается несовершенства характеристики четвертьволнового трансформатора, то из рис. 9.04.1 ясно, что возможность ее улучшения весьма мала. Дальнейшее улучшение рабочей характеристики фильтра можно было бы осуществить подбором волновых сопротивлений литий (см. § 9.11), что однако привело бы к весьма незначительному ее улучшению. Поэтому подобный подбор в данном прт-ме-ре не проводился.

Затухание фильтра на частоте /о=1,1, полученное из выражения (9.04.2), .равно 29,7 дб. Это значение отмечено кружком на рис. 9.04.1, который хорошо совпадает с рассчитанной кривой затухания (сплошная линия); другие-точки, найденные с помощью выражения (9.04.2), также достаточно хорошо с ней совпадают.

9.05. Практическая реализация реактивных связей

Последовательные емкости [4]. Последовательную емкостную-связь можно легко осуществить .в коаксиальной или полосковой линии разрывом внутреннего проводника, как показано на рис. 9.05.1. Величина зазора регулируется для пачученин нужной емкости. При использовании воздушного диэлектрика у фильтров с последовательными емкостными связями создаются .меньшие потери рассеяния, чем у фильтров, использующих параллельные индуктивные штыри иди диафрагмы (они рассмотрены ниже). Это. объясняется тем, что диссипативные потери в штырях или диафрагмах выше.

Величина зазора, которая обеспечивает нужную связь, можег быть определена либо экспериментально, л;ибо теоретически. Экс-- 21 -

Рнс. 9.04.1. Характеристики шестнр.зи-

наторното .фильтра и его прототипа (ступенчатого полуволнового фильтра-прототипа).

Сплошной лннней показана характеристика полуволиового фильтра с реактивными свяэи-мн: пунктиром - характеристика стуненчатого полуволнового фнльтра-пртуготипа



периментальное определение осуществляется следующим образом. Требуемый ксв каждой неоднородности равеи, оо определению, ксв соединения соответствующей ступени транёформатора-прото-


Рис 9.05.1. Реализация лолуволиовых фильтров с последовательными емкостными связями: а - коаксиальный вариант; 6 - полосковый вариант; в - и г - последовательные емкости в коаксиальной линии

типа. Кривая зависимости ксв от величины зазора может быть найдена с помощью непосредственных измерений или измерением затухания, или резонансным .методам с использованием двух одинаковых зазоров и при измерении ширины полосы на уровне 3 дб. Затем строят кривую для конкретной ли-нии передачи иа синхронной частоте полосы пропускания. Искомые величины зазоров определяются из этой кривой.

В общем случае вычисление емкости зазора для произвольной формы сечения представляет значительную трудность. Однако можно получить две приближенные формулы для круглого проводника внутри круглого ©нешнего проеодника (см. рис. 9.05.1).


Рис. 9.05.2. Последовательный емкостный зазор в коаксиальной линии:

а - диаметр внутреннего проврдннке; Ь - диаметр наружного проводника; * - велкцина зазора; е £ - относительные диэлектрические проницвеиости материалов

Первая приближенная форМула находится следующим образом. Пусть внутренний диаметр внешней трубки равеи Ь ом, диаметр концентрического виутреннего проводника - а см, а величина зазора - S см, /(рис. 9,05.2). Тогда нз приближенной формулы, приводимой Маркувицем [5], которая справедлива при (Ь-а)<Л, sk и s(b-а), где J,-длина волны в свободном пространстве, имеем

С = С, + С,. (9.05.1)

Здесь

С„ = а,Ш4, пф (9.05.2)

является ;плоскопараллельной емкостью;

С, = 0,0884 с„ а In-, пф

(9.05.3)

представляет краевую емкость, а e,i и ел - относительные диэлектрические /проницаемости материалов (ом. рис. 9.05.2). Формулы (9.05.2) и (9.05.3) приведены также в единицах системы MKS в работе Янга [4].

Вторая, более точная (но все-таки приближенная), оценка емкости, показанной на рис. 9.05.2, может быть получена [6] с помощью рис. 5.05.9. Для этого по кривой длн = 0 определяется величина ДС/е при той же величине sjb (см. рис. 9.05.2) по оси абсцисс. Величина е иа рис. 5.05.9 будет абсолютной диэлектрической проницаемостью ez диэлектрика на рис. 9.05.2. Затем емкость находят по ф-лам (9.05.1) и (9.05.2), при этом ф-ла (9.05.3) заменяется выражением

С, = 0,139 6,0-), пф.

(9.05.4)

где величина (ЛС/б>с равна величине ДС/е на рис. 5.05.9. Обе ф-лы (9.05.3) и (9.05.4) дают, однако, заниженное зиачеиие емкости. При Са/6)<0,1 указанные приближенные формулы для полной e.vKOCTH С совпадают с точностью до 5%.

Числовые данные для патосковой линии с шрямоугольным внутренним проводником, имеющим поперечное сечение 0,467Х Х0,317 см, приведены на рис. 8.05.2.

При'мер. Определим емкость зазора в коаксиальной линии (см. рис. 9.05.2), размеры которой равны fc=:l,46 см, а=0,635 см,

5=0,0635 см. Относительная Д!иэлектрическая проницаемость диэлектрика в зазоре равна Ег1 = 2,0, а между ироводниками -

сл=2,5. Найдем нормированное реактивное сопротивление на частоте il,3 Ггц. По ф-ле (9.05.2) получаем

Ср = 0,882 пф (9.05.5)

и из ф-лы (9.05.3)

С, = 0,371 пф. (9.05.6) - 23 -



Таким образом, полная емкость равна

C = Cp + Cf= 1,253 пф. Волновое сопротивление линии

1 tr.

In -= 31,6 ом

(9.05,7) (9.05.8)

и, следовательно, нормированное реактивное сопротивление на частоте 1,3 Ггц равняется

anxiaooxicxi,253x31,6

- = з.(

(9.05.9)

Как видио из выражений (9.05.5) и (9.05.6), примерно три десятых полной емкости обусловлены краевыми полями. По мере того как зазор уменьшается, емкости Ср и С/ увеличиваются, но

в этом увеличении полной емкости основную роль играет емкость Ср, которая растет быстрее.

Фильтры с последовательными емкостными свя-ЗЯ.ЧИ уже рассматривались в § 8.05, а также Коном [7], Рейганом (Ragan) [8] и Тор-гоу (Torgow) [9]. Похожее на муфту сочленение, показанное на рис. 9.05.1 г. скорее напоминает короткий разо,мкнутый шлейф, чем со- средоточенную емкость. Если длину шлейфа увеличить до четверти длины волны на средней частоте и длины соединительных линий так же взять равными четверти длины волны на средней частоте, го получится другой тип фильтра, хотя iii с не-Рнс. 9.05.3. Реализация полувачноиыл сколько СХОЖ-И.м1и злектриче-1.ш,ьтров с параллельными индуктивными характеристиками. а - коаксиальный вариант,- бив - вол- Этот тип фильтра рассмот-новодные варианты рен Маттеем [10], а конст-

руктивные особенности описаны Бостиком [111]. Параллельные индуктивности. Параллельные индуктивные связи могут быть легко реализованы в коаксиальной линии, полосковой линии И в волноводе. Некоторые из наиболее распространен-- 24 -



ных структур приведены на рис. 9.05.3. Числовые данные для них были приведены о § 8.06, и ниже дается несколько ссылок на них.

Пока неоднородности имеют малую толщину в осевом направлении, их реакти-нные сопротивления почти прямо пропорциональны частоте или обратно пропорциональны длине волны в волноводе с дисперсией. Короткозамкнутые шлейфы также ведут себя как индуктивности, когда их дллны значительно меньше четверти длины волны. Однако эквивалентная цепь шлейфа не будет Простой параллельной индуктивностью, так как -положения референсных плоскостей Т-образного Соединения и коэффициент связи изменяются с частотой, и шлейф поэтому может быть аппрокснми- гр-х рован одиой индуктивно- стью только в ограниченной полосе частот.

Для одного, двух и че- \ тырех штырей в коаксиальной Л1ИНИИ, показан- Рис. 9.05.4. Поперечное сечение коаксиальной ных на рис. 9.05.3а к™ с та С )- ДОУ С^) с четырьмя 9.05.4, имеются расчетные РУ .шдуктнвными стержнями

соотношения [12, 13]. Данные для параллельных индуктивных диафрагм (рис. 9.05.36) и одного центрального штыря в волноводе приведены на рис. 8.06.2. Как показано иа рис. 9.05.3в, иногда в волноводах применяются двойные симметрично расположенные штыри (14], тройные равно-разнесенные штыри [15] и даже более трех равноразнесенных штырей [16]. Данные для полосковых параллельных индуктивных шлейфов приведены на рнс. 8.08.2.

Поскольку все эти неоднородности могут быть представлены параллельными индуктивностями, т. е. положительными реактивными сопротивлениями, величины которых прямо пропорциональны частоте или обратно пропорцио.чальны длине волны в волноводе, то приводимые здесь расчетные данные прниенимы вплоть до весьма широких полос.

9.06. Некоторые типовые расчеты фильтров псевдоверхних частот

Очень часто требуется рассчитать фильтр верхних частот с емкостными связями типа, показанного на рис. 9.03.1. Фактически он будет полоснопропускающим фильтром. Однако для больших полос верхняя полоса запирания как бы исчезает, поскольку последовательные реактивные сопротивления быстро уменьшаются с увеличением частоты. Поэтому такой фильтр можно назвать фильтром псевдоверхних частот. Раньше его обычно рассчитывали с помощью метода характеристических параметров (ом. гл. 3), - 25 -



1 2 [ 3 ] 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

© 2024 Constanta-Kazan.ru
Тел: 8(843)265-47-53, 8(843)265-47-52, Факс: 8(843)211-02-95