Рис. 3.37. Схемы подавления ортогональных колебаний:

я) для антенны линейной поляризации; б) для антенны круговой поляризации

Естественный путь увеличения широкополосности без усложнения конструкции антенны, заключающийся в использовании бо.кс толстых подложек при умеренных значениях диэлектрической проницаемости материала, имеет ограниченные возможности, так как с увеличением толщины диэлектрика создаются возможности для возникновения более высоких, чем LM типов поверхностных волн, что резко снижает пзлучательную эффективность антенны. Здесь еще раз уместно указать на резкое снижение эффективности излучения пространственных волн в момент появления волны LE, в МПА электрического и магнитного типов. Увеличение толщины подложки может привести не только к появлению высших типов поверхностных волн во внешней области, но и к возбуждению высших типов волн в резонаторе МПА. Эти волны могхт служить источником значительных кроссполяризационных составляющих поля. В случае прямоугольной антенны ближайшим выс шнм типом может быть тип, ортогональный основному колебанию, который особенно опасен при близких значениях ширины и длины антенны. В случае дисковой антенны высшими типами по отношению к основному {Епо) являются £210 и foio- Описано несколв* ко схемных способов борьбы с кроссполяризационньши составляющими поля с помощью возбуждения антенны в нескольких точках с соответствующими фазами (рис. 3.37).

Широкополосность МПА может быть улучшена за счет усложнения конструкции антенны, например использованием связанных излучающих элементов, один из которых может быть пассивным (рис. 3.38). В [85] описана двухэтажная дисковая антенна, второи резонатор которое возбуждается полем излучения нижнего этажа

Рис. 3.38. Двухрезоиаториые дисковые антенны: а) без воздушного зазора; б) с воздушным зазором

R.X, Ом

900 f, МГц.

Рис. 3.40 Активная часть входного сопротивления двухрезонатор-нсй МПА с воздушным зазором: fi=6.8 см, е',=2,3, rf,=d2=3,18 см (точками и крестиками обозначены экспериментальные значения)

Рис. 3.39. Частотная зависимость входного сопротивления двухрезо-наторной дисковой МПА: ei=2,32, rf,=0,159 см, с = 6,8 см (точками и крестиками обозначены экспериментальные значения)

По графикам риг. 3.39 можно определить изменение резонансной частоты и полосы при изменении толщины верхнего слоя диэлектрика. Случай d2=Q соответствует излучению одиночной дисковой антенны. Введение воздушного зазора А между этажами антенны (рис. 3.38,6) приводит к расширению кривой первого резонанса практически без изменения резонансной частоты. Двухрезонатор-ная антенна может быть использована как двухчастотная, второй, более высокочастотный резонанс, имеет полосу уже, чем первый (рис. 3.40).

В [12] описана двухчастотная антенна, состоящая из двух расположенных одна над другой металлических пластин трапецеидальной формы, возбуждаемых каждая на своей частоте 990 и 1140 МГц. Толщина подложки 1,6 мм. Полосы частот 0,5% (по уровню Ксъ = 2), развязка между каналами: на частоте 990 МГц - 20 дБ, 1140 МГц -37 дБ.

Металлические полоски, параллельные неизлучающим кромкам прямоугольной МПА, улучшают согласование антенны с 50-омным кабелем и расширяют рабочую полосу. Геометрические размеры антенны и частотная зависимость /Сев МПА с пассивными элементами и без них приведены на рис. 3.41. Нанесение нескольких узких полосок параллельно излучающей кромке МПА также расширяет рабочую полосу. В [86] описана такая антенна с семью узкими металлическими полосами, присутствие которых расширяет рабочую полосу частот с 5,6 до 14,77о (по уровню /:св = 5).

Наконец, резонансную частоту МПА можно перестраивать с помощью управляемых активных элементов- диодов [87]. Резуль-9* 131

Рис. 3.41. Прямоугольная МПА с пассивными элементами:

а) геометрические размеры в сантиметрах;

б) частотный график КСВ (----без пассивных элементов,--

с элементами)

700 725

775 Г.МГц

таты экспериментального исследования прямоугольной и круглой МПА с двумя управляемыми диодами, включенными вблизи кромок, показали, что изменение напряжения от О до 30 Б производит частотную перестройку прямоугольной антенны - на 22, круглой-на 30 7о [91].

В заключение параграфа остановимся еще на одном способе расширения рабочей полосы частот. Речь идет об использовании так называемых высокодобротных излучателей, когда диэлектрическая подложка занимает лишь часть поперечного сечения структуры. Приведем здесь результаты численного анализа резонансных и полосковых свойств высоко добротных излучателей, имеющихся в линейной АР с периодом В. На рис. 3.42, 3.43 показана

0,5\-

0,5\-

7ig=30cm

di=0,03?io В=0,5Ао

d2=0,5MM

Kq=3Dcm d,=D,D3?io В-ОМо

Рис. 3.42. Зависимость резонансной длины МПВ от диэлектрической проницаемости подложки (МПВ над подложкой) 132

Рнс. 3.43. Зависимость резонансной длины МПВ от диэлектрической проницаемости подложки (МПВ под подложкой)

зависимость резонансной длины полосковых вибраторов, образующих коллинеарную АР, от значения диэлектрической проницаемости подложки z\ и ее толщины йч для двух разновидностей структуры: вибратор расположен между экраном и подложкой и над подложкой. Из графиков видно, что присутствие диэлектрического слоя, толщина которого составляет всего 5% от общей высоты подвеса излучателя над экраном, оказывает заметное влияние на резонансную длину МПВ. Причем это влияние более заметно выражено, когда диэлектрический слой расположен между экраном и излучателем.

Для исследования частотных свойств полосковых излучателей в составе линейной АР были рассчитаны зависимости ширины полосы пропускания элемента решетки по уровню /Ссв<2 от относительного размера di/Ao- Результаты расчетов для МПВ изображены на рис. 3.44, для квадратных МПА - на рис. 3.45. Исследования показали, что оба варианта размещения подложки над и под излучателями с точки зрения широкополосности практически равнозначны. Как следует из рис. 3.44 и 3.45, полоса пропускания полоскового излучателя при фиксированной толщине диэлектрического слоя зависит не только от высоты подвеса излучателей над экраном, но и от диэлектрической проницаемости подложки 62 (на рисунках приведены только граничные кривые для = = 1 и 10), причем выигрыщ в полосе рабочих частот излучателей, выполненных на базе высокодобротной линии по сравнению с обычной микрополосковой структурой, значительный.

Описанные здесь высокодобротные полосковые излучатели были использованы при конструировании двухдиапазонной радиометрической бортовой АР, описание которой можно найти в [104]. Теоретические и экспериментальные работы по улучшению широкополосных свойств МПА продолжаются.

0,02 0,0 0,06 0,08 duKo О

Рис. 3.44. Зависимость полосы частот МПВ от высоты подвеса

0,02 O.Otf 0,06 di/?io

Рис. 3.45. Зависимость полосы частот прямоугольной МПА от высоты подвеса

Рис. 3.46 Рис 3 47.

Рис. 3.46. Использование гибридного моста (с) и дополнительного отрезка линии (б) для возбуждения ортогональных типов колебаний в прямоугольной МП.

Рис. 3.47. МПА, излучающие поле круговой поляризации: - прямоугольная, б - эллиптическая, в - прямоугольная с диагональной /;Г^]елью, г - многоугольная

( т ) 3.4.2. Микрополосковые аитеины, излучающие поле круговой Ч Л10ляризации. Известно, что псЯс.ле круговой поляризации получается как результат суперпозиции двух линейно-поляризованных полей, находящихся в пространственной и временной квадратуре. Микрополосковые антенны могут излучать поле круговой поляризации при возбуждении в них двух вырожденных ортогональных типов колебаний с относительным сдвигом фазы 90°. Для этой цели могут быть использованы квадратные и круглые диски при включении двух ортогонально расположенных возбудителей, обеспечивающих сдвиг по фазе ±90°. Такие антенны могут возбуждаться от общей линии питания с использованием 90-градусного гибридного моста или делителя с дополнительным отрезком линии, обеспечвающим необходимый набег фазы (рис. 3.46).

Однако большинство практических конструкций МПА с круговой поляризацией поля обходятся без конструктивного усложнения антенны, связанного с возбуждением колебаний в двух точках. Возбуждение двух ортогональных вырожденных типов колебаний производится в одной точке, выбранной так, чтобы амплитуды возбуждаемых полей были одинаковы, а вырождение снимается внесением незначительной асимметрии в конструкцию антенны. Эквивалентная схема такой антенны представляется двумя несвязанными параллельными контурами, возбуждаемыми общим током. Схемы МПА, использующие этот принцип возбуждения круговой поляризации, приведены на рис. 3.47.

Антенна, изображенная на рис. 3.47,а, имеет два близко расположенных резонанса по типам колебаний £010 и Еюо- Эквивалентные магнитные токи на излучающих отверстиях резонатора определяются выражениями [12]: 134

J = x

J = a.

cos (т:л:/а)

cos {r.ylb) 1

- ?o(l+//Qlo) >- ,(l+/7Qoi)

где Q - добротность резонатора для соответствующего типа колебаний.

Для достижения круговой поляризации необходимо выполнить условие I У ! = I /у I . Требуемая расфазировка типов колебаний достигается выбором соотношения линейных размеров прямоугольника fe = G{l-h 1/Q). Это соотношение обеспечивает взаимные смещения резонансов на величину /o/Q, в результате чего хорошее отношение осей эллипса поляризации достигается в расширенном диапазоне частот. На рис. 3.48 приведены частотные зависимости коэффициента поляризации г для антенны со следующими характеристиками: а = 4,14 см, fe = 4,26 см, d= 1,588 мм, е| =2,62.

В конструкции, изображенной на рис. 3.47,в, необходимые амплитудно-фазовые соотношения между типами волн достигаются с помощью диагональной щели, прорезанной в проводящем элементе антенны. Рекомендуемые размеры щели: длина 0,369о, ширина А = 0,069а. Хорошее отношение осей эллипса поляризации достигается в секторе углов 120°; диапазон частот, для которого это отношение не более 6 дБ, составляет 2%.

Круговая поляризация может быть получена от слегка эллиптического (почти кругового) диска. Теоретические исследования такой антенны были выполнены в [88], где уравнение Гельмгольца для распределения поля решалось в эллиптической системе координат с использованием функции Матье.

В [89] приводятся результаты экспериментального исследования антенны со следующими характеристиками а=4 см, d= = 0,3175 см, е',-=2,41. Коэффициент эллиптичности излучаемого

б

г,дБ 16

ZW 2200 2210 f, МГц

Рис. 3 48. Частотная зависимость коэффициента эллиптичности: расчет (сплошная кривая), эксперимент (штриховая кривая)

1,32 1,31* 1,ЗБf,ГГц

Рнс. 3 49. Зависимость коэффициента эллиптичности от отношения оси эллиптического диска