но-частотная и фазо-частотная характеристики коэффициента отражения при связи резонатора с линией передачи больше критического значения показаны на рис. 56. На рис. 55 и 56 наряду

о.г

о

5,6 а

65 г.,мм

от 0,08 0,IZ 0,16 0,20 0,24 г^/Л, , 6

Рнс. 55. Зависимости коэффициента отражения при резонансе от координат расположения ферритового резонатора в короткозамкнутой коаксиальной линии. Параметры системы: Уф = 1 лл, Хр =1100, /?,=3,5 мм. i?2=8 мм. а - 0(1=90, Zo-4 мм; б - ао=90°, г,~5 мм.

Рис. 56. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики коэффициента отражения короткозамкнутой коаксиальной линии передачи (i?i = 3,5 мм. /?2 = 8 мм) с ферритовым резонатором (1.ф=9.5 мм\ Хр =1100) при ао = 90°, Го = 5 мм, Za = }J2.

со сплошными расчетными линиями точками отмечены результаты эксперимента, которые согласуются с теорией [97].

Полосковая линия передачи

Сочетание ферритового резонатора с полосковыми линиями передачи представляет значительный практический интерес, так как приводит к созданию ряда широкополосных, малогабаритных и простых в изготовлении устройств. Применение полоско-вых линий обычно ограничивается использованием основной волны типа ТЕМ, что возможно при выполнении следующих основных условий [99]:

1. Расстояние между внешними пластинами симметричной по-лосковой линии и эквивалентная электрическая ширина центральной полоски должна быть меньше половины длины волны в линии передачи.

Таблица 6

Расчетные соотношения для коэффициентов связи ферритового резонатора с линиями передачи СВЧ

Распоможше ретатра I мши передачи

Козффитенты cSm

При -Q5t,iXgiO,5t,

При . Xi,>,0,5t,

, я, ,-гр,(х,-оп,)

/Г, = 0,S6i4(m0,St,)(lt fje

При X 4-0.5t,

сЗе a--Jtir,[6Xs(0.5t,..mr

щ, - оЬьем ферритодоги резонатора, к'р - магнитная босприитчивость прирезошпсе; Лц-дмна клны д линии передачи; fii-SoPHoSue числа

где

При -0,5e4oci,i0,se

а

К, -- 0.5axco5B,ragCosa(i ± sin га,) При 0,5д^С(2Л-0,5в

I cos ал

0.5г8

-O.s6hpJslifiirM50i:hp!-Q5e}

2. Центральная полоска должна быть, расположена приблизительно в центре между внешними пластинами и параллельно им; ширина внешних пластин должна быть существенно больше ширины центральной полоски.

При выполнении этих условий можно принимать, что длин£ волны в симметричной полосковой линии приблизительно в Уе раз меньше длины волны в свободном пространстве (е - относительная диэлектрическая проницаемость среды, заполняющей полосковую линию).

Наиболее часто применяются полосковые линии с практически нулевой толщиной центральной полоски. В случае, когда ферритовый резонатор расположен в центре между внутренней

полоской и внешней пластиной, соотношение для добротности связи резонатора получено в работе [100]. Используя его, нетрудно рассчитать коэффициент связи ферритового резонатора с симметричной полосковой линией (табл. 5). Соотношения для коэффициентов связи ферритового резонатора с несимметричной (микрополосковой) линией передачи при фиксированном расположении резонатора в линии получены аналогично и приведены в табл. 5. Используя эти выражения для коэффициентов связи и общие формулы для характеристик линии передачи с резонатором, нетрудно рассчитать коэффициенты отражения, прохождения и поглощения для различных схем включения ферритового резонатора.

4. 3. ФЕРРИТОВЫЙ РЕЗОНАТОР В ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ ЗАМЕДЛЕННЫХ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН

Применение линий передачи замедленных электромагнитных волн в технике ферритовых резонаторов представляет практический интерес, поскольку позволяет решить следующие основные задачи:

1. Увеличение связи резонатора с линией передачи. Обусловлено оно тем, что коэффициент связи обратно пропорционален длине волны в линии передачи. Решение этой задачи особенно важно при расширении рабочего диапазона частот устройств с ферритовыми резонаторами в сторону дециметровых волн.

2. Поскольку геометрические размеры линий передачи замедленных волн зачастую меньше размеров обычных линий передачи (в том же диапазоне частот), сочетание ферритовых резонаторов с этими линиями позволяет создать малогабаритные устройства.

3. Очень часто применение линий передачи замедленных волн позволяет получить невзаимный характер взаимодействия ферритового резонатора с линией передачи, благодаря чему появляется возможность создания невзаимных устройств.

При применении ферритовых резонаторов представляют интерес следующие замедляющие структуры:

1. Передающие линии с периодической структурой. Эти системы наиболее распространены в технике СВЧ электронно-лучевых приборов с протяженным взаимодействием волны с электронным пучком. В последние годы передающие линии с периодической структурой применяются в сочетании с ферритовыми резонаторами [101].

2. Линии передачи, в которых используется заполнение пространства между проводниками линии диэлектриком с е>1. Применение диэлектрических замедляющих систем открывает ряд важных возможностей. Рассмотрим этот вопрос более подробно.

При полном заполнении линии передачи диэлектриком задача анализа взаимодействия резонатора с такой линией не представляет затруднений, поскольку полученные выше соотношения для коэффициентов связи здесь применимы с учетом того, что длина волны в линии передачи, заполненной диэлектриком, уменьшается примерно в Уе раз. В случае, когда геометрические размеры линии остались такими же, как и до заполнения диэлектриком, и линия передачи осталась одноволновой, все коэффициенты связи резонатора с полностью заполненной линией передачи следует умножить на Уе. Если же площадь поперечного сечения линии передачи уменьшена в е раз, то коэффициенты связи следует увеличить в еУе раз по сравнению с незаполненной линией.

При частичном заполнении линии передачи диэлектриком задача анализа взаимодействия ферритового резонатора с линией становится несколько более громоздкой. Однако ее решение представляет интерес в связи с некоторыми возможностями практического применения.

Рассмотрим более подробно особенности связи ферритового резонатора с некоторыми линиями передачи, частично заполненными диэлектриком, а также вопросы инженерного расчета этих систем.

Ферритовый резонатор в Н-образном металлодиэлектрическом волноводе

Н-Образный металлодиэлектрический волновод представляет собой плоскопараллельную линию передачи СВЧ с частичным диэлектрическим заполнением (верхний рисунок в табл. 6). Этот волновод был предметом исследования в ряде работ [102-105] и является, вообще говоря, наиболее подходящим для использования в миллиметровом диапазоне волн [104, 105]. Однако если использовать для центральной секции диэлектрик с очень большой диэлектрической проницаемостью, можно получить волновод с весьма малым эффективным поперечным сечением распространения. Такой Н-волновод с малым поперечным сечением пригоден для использования в миниатюрных конструкциях с низкими потерями на низких частотах СВЧ-диапазона [106]. На рис. 57 показано типичное распределение поля в поперечном сечении волновода для основной волны типа Яю, оптимальной для таких трактов. При изменении размеров диэлектрической пластины до /=0 (только воздух) или до /->оо (только диэлектрик) происходит трансформация волны Яю в волну типа ТЕМ с длиной волны соответственно лв = л, и кв = К1}е. Ниже будем рассматривать только волну типа Ню, соблюдая при этом условия одно-волновости волновода, которые сводятся к тому, что расстояние между металлическими плоскостями всегда будет меньше W2 и толщина диэлектрической пластины при заданной проницаемо-

сти е будет меньше критической толщины пластины

(4.37)

С учетом соотношений для составляющих электромагнитного поля волны Ню [107] коэффициенты связи ферритового резонатора с Н-образным металлодиэлектрическим волноводом определяются формулами [108] приведенными в табл. 6. Пользуясь

О -0.2

-US -(О

10-1 -J лА

Рис. 57. Распределение амплитуд составляющих СВЧ магнитного поля в поперечном сечении Н-образного

металлодиэлектрического волновода при i=2,3 мм, е=10, /=975 Ггц.

ими и соотношениями для характеристик линии передачи с резонатором (табл. 2), можно рассчитать коэффициенты отражения, прохождения и поглощения (рис. 58). Если связь резонатора с волноводом меньше критического значения (рис. 58, а), то коэффициент прохождения минимален при Хо = {),Ы\, т. е. при распо-

электромагнитной энергии по мере удаления от пластины. При перемещении резонатора от координаты л:о = 0,51 в сторону диэлектрической пластины коэффициент прохождения увеличивается, стремясь также к значению, равному 1. Коэффициент поглощения максимален при размещении резонатора в области круговой поляризации (при Xo = Q,bt\). Коэффициент отражения максимален при расположении резонатора но центру диэлектрической пластины, т. е. в области линейной поляризации СВЧ магнитного поля.

В случае, если связь резонатора с волноводом больше критического значения (рис. 58, б), коэффициент прохождения при перемещении резонатора в поперечном сечении волновода равен нулю в двух координатах, где выполняется условие \-\-К\ = К2-Между этими координатами коэффициент прохождения изменяет свой знак на противоположный, что обусловлено выбором связи резонатора с линией передачи больше критического значения. Коэффициент поглощения максимален при выполнении условия \-1гК\ = К2 вне диэлектрической пластины.

Для ряда практических применений важно отсутствие отражения электромагнитной энергии от резонатора. Известно, что это имеет место при расположении резонатора в области круговой поляризации СВЧ магнитного поля. Из проведенного анализа следует, что в рассматриваемом случае приложения магнитного поля вдоль оси у при расположении резонатора Хо0,5Л| полностью невзаимная связь достигается при значительном увеличении диэлектрической проницаемости пластины, когда

о 1

а

Рис. 58. Зависимости коэффициентов прохождения, отражения и поглощения при резонансе от координаты расположения ферритового резонатора в Н-образном металлодиэлектрическом волноводе (&= = 10 мм, tt = 2,3 мм, е=10, /=9,75 Ггц): а- ф=0,11 мм Хр =800; б-Оф = 1,89 мм\ Хр =Н35.

ложении резонатора в области круговой поляризации СВЧ магнитного поля правого вращения. При перемещении резонатора в сторону удаления от пластины коэффициент прохождения стремится к единице, что обусловлено убыванием плотности потока

(4.38)

Осуществление полностью невзаимной связи ферритового резонатора с волноводом для применяемых обычно значений диэлектрической проницаемости пластины возможно при приложении поля подмагничивания под некоторым углом в плоскости хоу с тем, чтобы величина поперечной составляющей СВЧ магнитного ноля, перпендикулярная к направлению поля подмагничивания, стала равной продольной составляющей ноля. Оптимальный для осуществления невзаимной связи угол приложения ноля подмагничивания определяется соотношением

.опт = arccos-p-

(4.39)

В расчетные соотношения для коэффициентов связи входят волновые числа и длина волны в Н-образном металлодиэлектрическом волноводе. Эти параметры определяются следующими соотношениями: