транзистор закрывается и его сопротивление резко возрастает. Сопротивление полностью закрытого нагрузочного транзистора теоретически бесконечно велико. Конечно, практически существует ряд ограничений величины выходного сопротивления, например эта величина ограничивается сопротивлением обратно смещенного р - п-перехода между истоком и подложкой.

2. Выходное напряжение. На рис. 5.1 приведены два случая, которые должны быть рассмотрены при определении статического выходного напряжения. В случае дискретных транзисторов подложка и исток нагрузочного транзистора могут быть соединены вместе, и тогда пороговое напряжение не будет изменяться за счет обратного смещения канала (см. разд 2.3). В этом случае выходное напряжение равно f/см-fnop (где f/nop постоянно)).

В случае интегральной схемы управляющий и нагрузочный транзисторы имеют общую заземленную подложку. При увеличении выходного напряжения увеличивается смещение канала нагрузочного транзистора относительно подложки, вследствие чего пороговое напряжение изменяется в соответствии с уравнением (2.31). Напряжение на выходе равно f/см -f/nop (f/вых), где f/nop является функцией выходного напряжения. Следо-

) Оба выражения, определяющие выходное напряжение, являются приближенными. В области малых токов трудно найти ана-

литическое выражение для порогового напряжения. В настоящей [книге пороговое напряжение определяется экстраполяцией, в то время как в действительности вольтамперные характеристики не проходят через точку б^пор. Характеристика, по которой определяется пороговое напряжение, строится по экспериментальным точкам, полученным в области сравнительно больших тиков. При приближении к области порога зависимость VT = / (f/з) становится нелинейной (см. рис. 2.14 и 2.16). Очевидно, в области малых токов (при закрытом инверторе) пороговое, а следовательно, и выходное апряжения зависят от тока. Как видно из рис. 2.16, определение рогового напряжения по току -0,5 мка дает значение, на 0,25 в гьшее экстраполированного значения. В интегральной схеме ток, отекающий через нагрузочный МОП-транзистор закрытого инвер-3, определяется токами утечки обратно смещенных р -п-пере-лодов, которые трудно рассчитать. По мнению автора, все же можно получить приемлемые по точности результаты, если при расчете пользоваться экстраполированным значением порогового напряжения.

вательно, напряжение на выходе закрытого интегрального инвертора будет меньше, чем на выходе инвертора из дискретных транзисторов.

Используя приближенное выражение f/вых = - f/cM-f/nop (f/вых) и уравнение (2.30), легко вывести зависимость, связывающую входное напряжение f/см, выходное напряжение f/вых и постоянную К\ (функция степени легирования, полупроводника, толщины окисла

t/вых = t/cM - (С/пор + Af/nop). (5.6)

После преобразования получим

и см ~ f/nop = f/вых + Д f/nop

или

f/cM - f/nop = f/вых - Kl [/-(2 + f/e.x) - VfI (5-7)

Если уравнение (5.7) решить относительно f/вых, то получится громоздкое и менее наглядное выражение.

Рассмотрим пример. Пусть f/вых = -13 в, f/nop = = 5 в, Al = 1,0. Из рис. 2.16 находим Af/nop = -2,9 в. Подставляя эти значения в уравнение (5.7), получим

и^ + 5= - 13-2,9; t/cM = - 20,9 в.

На рис. 5.6, а приведено семейство характеристик, построенных по уравнению (5.7) для случая Осы = f/пит Точка на характеристике соответствует данным из рассмотренного выше примера. По горизонтальным осям отложены f/cM и f/cM - f/nop. Для определенности принято f/nop = -5 в. Из рисунка видно, что чем больше степень легирования материала подложки, тем большее напряжение смещения необходимо для получения заданного напряжения на выходе. Выходное напряжение не зависит от напряжения на стоке до тех пор, пока послед- нее достаточно велико.

3. Схема с двумя источниками питания. Из рис. 5.6, < . видно, что на нагрузочном МОП-транзисторе падае^ значительная часть напряжения питания. Так, в pad., смотренном выше примере выходное напряжение на 38% меньше напряжения питания. Вследствие этого для достижения заданного выходного напряжения расходуется

избыточная МОЩНОСТЬ источника питания Этого можно избежать, выбрав для смещения затвора источник с на-

-30 -25 -20 -15

-6 О

oaJnum Удельное сопротивление ЗоМ'Ш

ж

О -5 10 -15 -20 - 25 - 30

I I I I-1-1

5 -10 -15 -20 -25 -30 -35

а

-15 -20 -25 -3D

Осы-и,.

измерения Выполнялись электронным /IQ Вольтметром типа 12 А (рирмы

-35 -30 -25

Hewlett Packard со Входным сопротивлением 200 Мои

Образец, /а 18

о измеренные значения

- Расчетные значения по урабнениян (S6}u{5 7)

-I i измеренное значение = Я? кмо/в Идуд. J. * измеренное значение К, > 1,55

0,01шф

Подложка соединена; систонам

UmJ=-15e

*Кои8Енсатор С Включен Вля цшньшеная 9лияния помех

-10 -15 -20 -25 -30 -35 6

Рис. 5.6. Напряжение на выходе нагрузочного транзистора

с заземленной подложкой. а - затвор соединен со стоком; б - затвор подключен к отдельному источнику смещения: в -сравнение расчетных значений с измеренными.

пряжением (Уем. превышающим по величине напряжение питания (/ш1т- Нсли величина (Уем достаточно велика, чтобы скомпенсировать влияние (/дор + А(Упор, то выход-

ное напряжение будет равно полной величине напряжения питания, что видно из рис. 5.6, б.

На рис. 5.6, в приведены для сравнения графики, один из которых построен по экспериментальным данным, а другой по уравнению (5.7), в которое подставлялись параметры транзистора К\ и (Упор- Как видно, расчетные и экспериментальные данные хорошо согласуются. Нз этого следует, что при подстановке в уравнение (5.7) экстраполированного значения порогового напряжения получаются достаточно точные результаты.

5.2. ИНВЕРТОР

1. Топологическая схема инвертора. На рис. 5.7 приведена топологическая схема инвертора, выполненного на МОП-транзисторах, Tpl и Тр2 - соответственно нагрузочный и управляющий транзисторы. Самая нижняя

Контакт к диффузионной Р'-ооласти

трг

137MKM

Tpz{ ШоП \ I р*-диффузия -

К

Область канала нагрузочного транзистора

Пересечение \

Выход

Выход с TpZy ВыдеЗенныи методом поднырибания

71 мкм

Рис. 5.7. Топология интегрального инвертора (эскиз).

р+ (сильно легированная) диффузионная область служит истоком управляющего транзистора. Верхняя р- диффузионная область служит стоком нагрузочного транзистора, в то время как средняя диффузионная область служит одновременно истоком нагрузочного и стоком управляющего транзисторов.

Использование общей диффузионной области одновременно в качестве стока и истока значительно уменьшает общую площадь, занимаемую МОП-интегральными схемами. Экономия площади получается также и вследствие того, что не требуется проводить дополнительную диффузию для изоляции транзисторов между собой: Р -области изолированы р - А2-переходом от подложки /2-типа. В связи с тем, что в ИС часть канала остается неперекрытой затвором, при разработке интегральных схем возникают проблемы, связанные с наличием паразитных эффектов в области между истоком и стоком. Эти проблемы решаются двумя способами: 1) созданием на краях канала толстого слоя окисла (от 12 000 до 15 000 А) и 2) перекрытием диффузионных областей по всей длине канала металлизированной частью затвора, как это показано на рис. 5.7.

Влияние толстого окисла становится понятным из рассмотрения уравнения (2.24), из которого следует, что пороговое напряжение прямо пропорционально толщине окисла /и- Предположим, что пороговое напряжение управляющего транзистора равно 4 в при толщине окисла 1500 А. Если по краям канала толщина окисла равна 15 000 А, то в этой (внешней по отношению к транзистору) части кристалла пороговое напряжение в 10 раз больше, чем у управляющего прибора, т. е. равно 40 в. Таким образом, при условии, что напряжение на затворе ограничено 40 в, в области толстого окисла не происходит инверсии поверхностной проводимости кремния, т. е. не образуется паразитный канал. Края канала необходимо перекрывать металлизированной областью затвора, для того чтобы управлять паразитным каналом, если он существует. В этом случае влияние паразитного канала становится несущественным из-за малой величины W/L.

Па рис. 5.7 затвор нагрузочного транзистора соединен непосредственно со стоком и источником питания f/пит. Преимущество такой схемы заключается в том, что используется только один источник питания и одно соединение. В ряде случаев недостатки схемы включения нагрузочного транзистора без дополнительного источника смещения имеют второстепенное значение по срав-

нению с трудностями разводки дополнительной цепи от источника смещения

2. Пример расчета. В качестве примера рассчитаем схему инвертора (фиг. 5.1,6). Исходные данные: кремний с проводимостью я-типа и удельным сопротивлением 3 ом-см (/(i - 1); перепад выходного напряжения от -0.5 до -10 в; ток во включенном состоянии -50 мка\ пороговое напряжение -5 в\ перепад входного напряжения от -0,5 до -10 е.

а) Расчет управляющего транзистора

и

ост с^вкл

вкл

/с

-0,5 в - 50 мка

= 10 ком.

где Гвкл - сопротивление включенного управляющего транзистора. Из уравнений (3.3) и (3.21) находим

Sm = -Jol=yOO МКМО, gr= -Р(С/з- f/nop), gm = -- (f/з-f/nop).

Используя типичные значения электрофизических постоянных (см. список обозначений в конце книги), получаем

,= -4,5. 10--(-5 в).

Принимая длину канала равной 5 мкм, получим, что W = 23 мкм при W/L =4,45.

б) Расчет нагрузочного транзистора (пологая область характеристик). Из рис. 5.6 определяем, что при выходном напряжении-10 в напряжение источника питания должно быть равно-17,5 е. Из (5.3) находим ток стока во включенном состоянии: /с вкл = (ЬЪит - f/ocT - f/nop) ?н, где f/nnx = - 17,5 в; f/nop = -5 в; f/ocT = -0,5 в

-17,54-0,54-5 Q Мож.

Далее, из (5.4) определяем Rn = 2lgjna, так что -8,34 мкмо.

. = -4,5.10

-6 W

0.24- 106

( - 17,5 + 5 + 0.5) = 8,34 10 мо.