сигнал подается в плечо /). Но эти потери мощности очень малы, так что приведенные на указанном рисунке вносимые потери в основном обусловлены потерями рассеяния в резонаторе.

Расчет направленных фильтров с магнитной перестройкой может быть выполнен в основном так же, как и для случаев, описанных в §§ 17.07-17.09. Патэл [27] получил следующую формулу для внещней добротности ферромагнитного резонатора в направленном фильтре:

где

M,w, v .(*-(-*)

2а о 2a\2al а

(17.10.1)

(17.10.2)

а другие величины определены на рис. 17.09.2. Параметры k и ft характеризуют относительную напряженность переменного магнитного поля около резонатора в поперечном и в продольном направлениях соответственно, если резонатор размещен на расстоянии X от боковой стенки волновода. Для круговой поляризации \k\-\ky\.

Патэл не дает четкого определения волнового сопротивления волновода Zo в ф-ле (17.10.1). Однако можно показать, что если х = а/2 (при этом к^п12а и А^ -0). то ф-ла (17.10.1) сводится к ф-ле (17.09.1) Картера, но умноженной на два'). Тогда ф-лу (17.10.1) можно представить в виде

lo mVm

Используя оптимальные, согласно работе Патэла, расстояние ог боковой стенкн волновода (х = а/4) и полагая /.s/2a = 0,870 (что характерно для средней частоты рабочего диапазона волновода), получаем

о; = 2,280 (17.10.4)

где <Эе-добротность, определяемая по данным § 17.09. Таким образом, с помощью соотнощения (17.10.4) и данных рис. 17.09.2, используемых, как это описано в § 17.09, можно определить размеры волновода и сферы, необходимые для получения требуемых

) Когда лг=а/2 и волновод замкнут накоротко (см. рис. 17.09.2). то эквивалентная схема будет такой, как на рис. il7.ll.26. ио в ней линин справа Оудет закорочена. В этом случае Q,=b/Yo. Если короткого замыкания нет как в рассматриваемом случае, то Q,=iblYa, поскольку параллельный контур будет включгн последовательно с двумя линиями.

- 476 -

значений внещней добротности. Как указывалось в § 17.07, налш-чие отверстий свяэи между резонаторами будет приводить к ие-которому возрастанию внешней добротности Qe (вероятно, ири-мерно иа 20%). Поэтому при определении размеров сферы нужно сделать некоторый допуск, чтобы учесть это явление.

Когда проектировщик определил диаметр ферромагнитных резонаторов и размеры волновода, остается рассчитать, в случае надобности, ступенчатые трансформаторы, такие, как иа рис. 17.10.2. Это можно осуществить с помощью табл. 6.02.2-6.02Д, а также табл. 6.04.1-6.04.4. Поправка на краевые емкости я ступенчатых неоднородностях находится с использованием методики, описанной в § 6.08.

Необходимый диаметр отверстий связи между резонаторами для фильтра типа, показанного на рнс. 17.10.2а, можно определять экспериментально, вырезав вначале относительно небольшое отверстие, а затем увеличивая его диаметр до тех пор, пока не получится требуемая форма характеристики. Если величина внешней добротности резонаторов была выбрана таким образом, чтобы она соответствовала заданному прототипу нижних частот н заданной относительной ширине полосы, то требуемую форму характеристики -и ширину полосы можно получить, увеличивая размеры отверстия связи между резонаторами до получения надлежащего коэффициента связи между резонаторам,и.

17.11. Полосиозапирающие фильтры с магнитной перестройкой

На рис. 17.11.1 показан один из типов полоскового полоснозапирающего фильтра с магнитной перестройкой, обладающего узкой полосой запирания с высоким затуханием. В этом фильтре сферы из ферромагнитного материала, например ИЖГ, размеща-

Рнс. 17.11.1. Конфигурация полоскового полоснозапирающего фильтра с магнитной перестройкой

ЮТСЯ так между смежной .наружной пластиной и центральным полосковым проводником, чтобы магнитное поле около него было связано со сферами. Каждая сфера тогда будет -иметь -индуктни-

- 477 -

иую связь с линией передачи, как представлено в эквивалентной сшк ва рис. 17.11.2а. Следует отметить, что эта эквивалентная схема ве уштывает потерь рассеяния в резонаторе.

Кга^а частота сигнала и напряженность подмагничивающего 1ЮЯИ Яо таковы, что сферы окажутся в режиме резонанса, эквивалентиаи схема связанного резонатора будет такой, как на рис.

17. Ill .2 б. Параметр крутизны bj резонатора в этой схеме можно регулировать (в пределах технических возможностей), изменяя здиаметр сферы или величину намагниченности ферромагнитного материала. Ферромагнитные резонаторы фильтра, приведенного на рнс. 17,11,1, могут быть настроены путем изменения напряженности Но поймагничивающего поля.

Для того чтобы уменьшить до предела возможное нежелательное взаимодействие между сферами, второй резонатор помещен выше полоскового проводника линии, а две другие сферы - ниже его. Нужно ли так делать или нет, будет зависеть от размера сфер и расстоииия до наружной пластины относительно длин волн в рабочем диапазоне частот. Из эквивалентной схемы на рис. 17.11.26 видно, что рассматриваемый фильтр с магнитной перестройкой - того же самого ти-аа, который был описан в § 12.04 показан на рис, 12.04.2 (этот рясуиок перенесен на рнс. 17.11.3). Фильтры, рассчитанные при

а

Рте 17.11,2. Эквивалент, к схемы для ИЖГ сфП , связанной с по-лосмвой линией (см. рис. I7.IJ.1).

а Ь,

к... к.

Рис. I7.I1I.3, Схемы полоснозапирающих фильтрон с последовательными ветвями и четвертьволновыми соединительными линиями; а - случай, когда нее проводимости линий Y, одинаковы: 6 - общий случай с неодинаковыми проводимостями соединительных линий

использовании соответствующих этому рисунку ф-л < 12.04.10)- (;2.04Л8), обычно будут йа>нболее удобными в том случае, eciui они рассчитывались при постЗДняой волновой проводимости основной лннии, равной проводимости нагрузки Уо. Прн этом условии для схемы на ряс. 17.11.3а имеев* следующее равенство:

(17.11.1)

Равенство (17.11.1) используется при любом прототипе нижних частот с максимально плоской характеристикой или при любом чебышевском прототипе с нечетным числом резонаторов п, описаи-ных в § 4,05. Используя ф-лы (12,04.10)-(12.04.13), можио вычислить нормированные параметры крутизны резонаторов bJY, [в этих формулах ш - относительная ширина полосы запнраиия, границы которой соответствуют частоте ш| для прототипа нижнях частот (см. § 12.02)].

После того как определены нормированные параметры крутизны резонаторов bj/Vo. необходимые параметры ферромагнитных резонаторов могут быть вычислены с помощью данных, приведенных ранее в этой главе. Еслн в схеме, представленной ва рис 17.11.2, линия передачи сразу же справа за резонатором закорочена, то при условии, что линия слева от резонатора нагружеяа яа свою волновую проводимость Ко, добротность схемы будет равна

о

(17.1 l.q

Работа каждого резонатора в отдельности в схеме, приведея-ной на рнс. 17.11.1, при закороченной линии передачи с одной стороны испытываемой сферы и прн согласованной линии передачи с другой стороны является как раз тем условием, при котором можно нспользовать кривые для внешней добротности, представленные на рис. 17.07.7, а также выражения (17.07.4) и (17.07Л)-

Таким образом, .используя в качестве ориентира значевия внешних добротностей, определяемые выражением (17,11.2) вместе с данными § 17.07, можно найтн требуемые диаметры резонаторов для заданных значений М,. Еслн ненагруженные добротности резонаторов известны, то максимальное затухание в полосе запирания фильтра может быть рассчитано с помощью данных § 12.03. Если же ненагруженные добротности неизвестны, то их можно измерить путем поочередного помещения сфер в коротко-замкнутую полосковую структуру на расстоянии А/2 (или этого порядка) от места короткого замыкания, проведя измерения, как описано в § 11,02. С помощью этой методики можно также экспериментально проверить величину (Qe)i-

Один очевидный недостаток фильтра рассматриваемого типа заключается в том, что его расчет основывается на предположении о четвертьволновом расстоянии между резонаторами при резонансе. Если фильтр перестраивается в пределах очень широкого - 479 -

диапазона, то его характеристика может заметно отличаться от идеальной, так как расстояния между резонаторами равны только на одной частоте. Наиболее серьезным следствием этого ножет быть уменьшение максимального затухания ниже приемлемых уровней в некоторых частях диапазона перестройки. Таким образом, фильтры типа, показанного на рис. 17.11.1, пригодны л шь в тех случаях, когда требования к характеристике не очень строгие или когда диапазон перестройки относнтельно мал.

Рис. I7.I1.4. Возможная конфигурация полоснозапирающего фильтра с

большим диашазоном магнитной лерестройки. -иаружкыс пластины: 2 - металлические емкостные блоки; S - диэлектрик; *-отрезки линий с относительно большим сопротивлеиием: 5 -ИЖГ сферы' 5 -полосковый чентральпый проводник

На рис. 17.11.4 представлена возможная конструкция фильтра с магиитной перестройкой, в которой указанные недостатки предыдущей структуры можно устранить путем увеличения связи со сферами. Без ферромагнитных резонаторов эта конструкция представляет в своей основе фильтр нижних частот с полусосредото-ченяыми элементами, который может быть рассчитан с помощью методов, описанных в § 703. Она состоит из отрезков линий с низким сопротивлением, которые преимущественно работают как параллельные конденсаторы. Ннзкоомные отрезки линий чередуются с отрезками линий, обладающими относительно высоким с6-ротивлением, которые работают преимущественно как последовательные индуктивности.

Подобная структура должна быть рассчитана таким образом, тгобы ее частота среза была выше наивысшей интересующей нас частоты передачи. Когда в структуру вводятся ферромагнитные резаваторы (такие, как ИЖГ сферы), то, за исключением частот ферромагнитного резонанса и его небольшой окрестности, они обычно оказывают небольшое влияние. При резонансе они вносят в схему очень большие последовательные сопротнвлення (как южно видеть из рис. 17.11.2), которые будут чередоваться с очень яиэкини параллельными сопротивлениями, и поэтому резонаторы обеспечат при зтом почти максимально возможное затухание. - 480 -

Другим преимуществом фильтра данного типа является то, что он значительно короче фильтра, показанного на рис. 17.11.1. Это особенно важно на низких частотах диапазона свч, так как если бы сферы были расположены йа расстояниях в четверть длины волны, магнит должен был бы обладать очень большой поверхностью. В фильтре на рис. 17.11.4 диэлектрические прокладки размещены внутри металлических емкостных блоков, для того чтобы переменные магнитные поля около сфер были по возможности однородными').

Поскольку ко времени написания настоящей книги подробная методика расчета фильтров типа, представленного на рис. 17.11.4, не была разработана, расчетные выражения (12.04.14)-(12.04.18) для рис. 17.11.36 должны оказаться полезными. Четвертьволновые соединительные линии с проводимостью Yi работают как инверторы сопротивлений (см. § 8.03) с параметром Ki=llYi. Формулы (12.04.14) -(112.04.18) позволяют выбирать эти параметры инвер-

Рис 17.11.5. Волиоводный четырехрезонаторный полоснозапирающий фильпр с магнитной перестройкой: о -главный

вид; б -вид снизу. / - широкополосные трансформаторы; 2 -ИЖГ сферы; 3-а нагнитв

торов. Теперь нз рис. 8.03.1г мы видим, что отрезок линии с параллельным конденсатором в середине может работать в качестве инвертора сопротивлений. Таким образом, с целью определения надлежащих размеров сфер и т. д. цепи между сферами в схеме на рис. 17.11.4 можно охарактеризовать инверторами оопротивлений типа, приведенного на р с. 8.03.1г.

) Однако может оказаться предпочтительным вставить диэлектрические прокладки рядом с наружными пластинами, чтобы уменьшить до предела возможность прямой магнитной связи между сферами.