СаусвортДж, К. Принципы и применения вшноводной передачи. Перевод с англ под ред. В. И. Сушкевича. М., Советское радио , 1955.

18. Dolph С L. А Current Distribution tor Broadside Arraus Which Optimizes the Relationship Between Beam Width and Side-Lobe Level, Proc. IRE 34. pp. 335-348 (June 19461. См. также Discussion in Proc IRE 35. pd. 489-492 (May 1947).

19. Brown L. B. and Sharp G. A Tchebyschefl .4ntenna Distributiun. Beamwidth and Gain Tables, NAVORD Report 4629 (NOLC Report 383), Naval Ordnance Laboratory, Corona, Colifornia (28 February 1958).

20. Reuss M. L. Jr., Some Design Considerations Concerning Linear Arrays Having Dolph-Tchebyscheff Amplitude Distributions, NRL Report 5240, ast14 Number AD 212 621 (12 February 1959).

21. V a n d e r M a a s G. J. A Simplilied Calculation for Dolph-Tcheby-scheff Arrays, J. Ap.pl. Phys. 24, p. 11250 (September 19БЗ).

22. Whinnery J. R., Jamieson H. W. and Theo Elolse Robbins. Coaxial Line Discontinuities, Proc. IRE 32, pp. 695-709 (.November 1944)

23. Marcuvitz N. Waveguide Handbook, MIT Rad Lab. Series, Vol. 10 (McGraw-Hill Book Co., Inc., New York City. 1951).

Справочник no волноводам. Перевод с англ., под ред. Я. Н. Фельда. М., Советское радно , 1952.

24. М out gome гу С G., Dlcke R. И. and Pur cell Е. М. Principles of Microwave Circuits, MIT Rad. Lab. Series Vol. 9 (McGraw-Hill Book Co., Inc., New York City, 1948).

Теория линий передачи сверхвысоких частот. Перевод с англ., под ред. А И. Шпунтова. М., Советское радио , 1950.

25. О h m Е. А. А Broad-Band Microwave Circulator. IRE Trans. PGMTT-*, pp. 210-217 (October 1956).

26. В r a m h a m B. A. Convenient Transformer for Matctiing Coaxial Lines. Electronic Engineering 33. pp. 42-44 (January 1961).

Й7. Ragan G. L. Microwave Transmission Circuits, .MIT Rad. Lab. Scries. Vol. 9, pp. 29-36 (McGraw-Hill Book Ca, Inc., New Yorl City, 1946).

28 M i e 1 e n z К D. Use of Chebychev Polynomials in Thin Film Computations, J. Res. Nat. Bur. Stand., 63a, pp 297-300 (November-December 1959).

[B уравнении (17 в) этой статьи опечатка: левый нижний элемент мптричы должен иметь вид Sn-\ ciei].

29. Abeles F. Sur Ielevation a la puissance n dune mjtrice carree a quatre elements a Iaide des polynomes de Tchebychev, sComptes Rendus 226. pp. 1872-1874 (1948) and Transmission de la Lumiere a travers un systcine de lames minces alternces, Comptes Rendus, 226, pp. .1608-1810 (1948).

30. Leo Young. Q-Factors of a Transmission Line Cavity, IRE Trans PGCT-4, pp. 3 (March 1957).

31. Cohn S. B. Dissipation Loss in Multiple-Coupled-Rcsonator Filters, Proc. IRE 47, pp. 1342-1348 (August 1959).

32. Leo Young. Analysis of a Transmission Cavity Wavemeter, IRE Trans. PGMTT-8, pp. 436-39 (July 1960).

33. Leo Young. Suppression of Spurious Freguencies, Sec. Ill, Quarterly Progress Report 1, SRI Project 4096, Contract AF 30 (602)-2734. Stanford Research Institute, Menlo Park, California (July 19612). См. также: LEO YOUNG Group Delay and Transmission Loss on Transmission-Line Filters*, IEEE Trans. PTGMTT-1.1, pp. 215-217 (May 1963).

34. Cohn S. B. Design Considerations lor High-Po IRE-Trans. PGMTT-7, pp. 149-163 (January 1959).

35. L e о Young and M a 11 h a e 1 G. L. Microwave Fillers and Coupling, Structures, Quarterly Progress Report 4. SRI Project 3527, Contract DA 36-039 SC-87398 Stanford Research Institute, Menlo Park, California (January 1962).

36. Leo Young. Stepped Impedance Transformers and Filler Prototypes IRE Trans. PGMTT-10, pp. 339-359 (September I962L

37. Leo Young. Practical Design of a Wide-Band Quarter-Wave Transformer in Waveguide. The Microwave Journal, 6, f Itt pp. 76-79 (October 1963).

Power Microwave Filters,

Глава 7

ФИЛЬТРЫ ВЕРХНИХ и нижних ЧАСТОТ НА ПОЛУСОСРЕДОТОЧЕННЫХ ЭЛЕМЕНТАХ И НА РИФЛЕНЫХ ВОЛНОВОДАХ

Введение

Заесь рассматриваются фильтры .сач, размары алемситоа которых малы по оратнению с четвертью длцвы волны (.на частотах цстосы пропуклания). Расчет этих фильтров на Л1Ш1>яд перелаии с JEh\ в£\тиой щышолняеттся таьтрм Си-разом, чтобы обеапечить максимально воз1можчше .пр1н5лижение к ищеатизиро-ванной цепи на сосредоточенных .пара-метрах. В 1во.тишоД11ых фильтрах н. ж-ни,х частот вафельного типа или иа рифлеиькх вагн<>вода,х размеры неоанород-ностей, образаванлых за счет рифтения, также .малы ло срашнеилю с четвертью длины юлны ib -волноводе. Такие фильтры яв.ляются иолновониым эквивалентом обыч.ного филь-пра нижних частот лесгнимнсго типа с тамгледовательно эключенными рнрукти1виостями L л параллельно 1В1клю1ченны.чи вмкостям.и С. Однако расчет их отуте-м епосреа/ственной атлротенмацин .фильтра н. иснн,х частот с сосредоточенными параметрами волноводчюй структурой приводит к ТРУ1ДН0СТЯМ из-за особеиносгей, присущих последиен. Поэтому ib да.нной главе расчеты .фильтров на рифтеных б(Х1Н0®одал этроиадятси иа основе -метода характеристических лараметтрош (сч. ш. 3).

Рэкгмотре .ие .слоообса жвшвалентлой за.чены элемсптгив -иа сосреаоточеиных napBAierpax стр>тктура.ми. лот.:рые можно реалнзо.вять в диапаэоне сэч. проведено и § 7.02, а в последующих параграфах .изло-жены методы расчета ф1Ь1ьт-ров, использующих некоторые тншошые коиструкцин. Принцилы. изложенные в § 7.02, позволяют найти также и другие варианты конструкций, которые могут иметь'.преимущества в ряде .специальных случаев.

7.01. Свойства рассматриваемых фильтров

На рис. 7.01.-1а показан обычны.й коаксиальный фильтр нижних частот. Он состоит из чередующихся коротких отрезков высокоомиой и низкоомной линий. Отрезки высокоомиой линии выполняются в виде относительно тонких стержней или -проволочек, окруженных воздушным диэлектриком, и эквивалентны последовательным индуктивностям. Кзждын отрезок низкоомной линнн представляет собой металлический диск с кольцом из диэлектрика и эквивалентен параллельной емкости. Фильтр выполнен с конусными переходами (линиями) на концах, что позволило увеличить коаксиальную область в средней его части (т. е. внутренний диаметр наружного проводника) п те.м самым снизить потери рас-- 301 -

адником?.* эти филыры изготовляют с внешним про- однородной цилиндрической трубы.

стцаени^иГ, У™ большое раснро-

теристик Его LnL -ния и хороших рабочих харак-теристик. tro первая паразитная полоса пропускания обычно наб. Ю

Рис. 7.01 1. Различные структуры фильтров нижних частот, рассматриваемые в гл 7

людается при равенстве отрезков высокоомнон линии ппимепно половине длины волны. Он дает возможность легк обе™еХь Галов ?. запирания, свободные от паразитных про^

Лильт^я п1 Т превышающих частоту срза

фильтра. Поэтому фильтры данного типа обычно проектируются

- 302 -

с частотами среза, лежащими в пределах от нескольких сотен мегагерц вплоть до 10 Ггц. .Методика их расчета приведена в § 7.03.

На рис. 7.01.16 показан фильтр полоскового типа в печатном исполнении, который можно рассматривать как эквивалент предыдущего, но с несколько худшимн характеристикам . Главное его преимущество заключается в дешевизне и простоте изготовления.

Основными элементами конструкции фильтра этого типа являются два листа диэлектрика с малыми .потерями и расположенный между ними внутренний проводник из фольги. Внешние поверх-носги листов покрыты медной фольгой илн металличесиими пластинами, выполняющими роль наружных проводников линия. С помощью метода фотогравирования внутреннему проводнику придана изображенная на рисунке форма. Из-за наличия диэлектрика, заполняющего всю полосиовую линию, потери рассеяния в таком фильтре обычно оказываются значительно вь>ше, чем у фильтра на рис. 7,01.1й. Кроме того, в этой конструкции, как правило, не удается получить столь большой разницы в уровнях сопротивлений высокоомиых н иизкоомных отрезков лпннй. В связи с этим величина затухания на частотах полосы запирания для фильтра, показанного на рис. 7.01.16, обычно несколько ниже, чем у коаксиального на рис. 7.01.1й. Следует еще учесть, что у полосковой печатной конструкции паразитные провалы в полосе запирания обычно возникают на более низких частота.ч.

.Фильтры типа рнс. 7.01.16 можно также применять в диапазоне от 200 Мгц до 10 Ггц. Однако при работе в высокочастотион области этого диапазона их размеры становятся очень малыми и значительно возрастают потеря рассеяния. Методика расчета таких фильтров будет изложена в § 7.03.

На рис. 7.01.Is показан другой, близкий к только что рассмотренному, тип фильтра нижних частот в печатном исполиенни. Символами t и С с цифровыми индексами обозначены те элементы цепи с сосредоточенными постоянными, которым приблизительно гоответствуют различные участки свч цепи. Так, элементы LkCi в последовательном соединении аппроксимируют индуктивно-емкостную ветвь, которая будет давать короткое замыкание на, своей резонансной частоте. То же самое относится к участку цепи, соответствующему элементам Lt и С*. Эти индуктивио-емкостные ветви дают пики затухания иа частотах, расположенных выше частоты среза фильтра я достаточно близко к ней, что приводит к увеличению крутизны .характеристики.

Описанный тип фильтра также легко изготовить в виде фотогравированной печатной конструкции, однако такого широкого применения, как фильтр на рис. 7.01.16, ои не нашел. Очевидно, это объясняется тем. что его труднее точно рассчитать. В ием можно использовать также обычную коаксиальную илн коаксиальную разъемную конструкцию (чтобы получить улучшенные характеристики), однако изготовление такого фильтра дороже, .1eтo-дика расчета фильтра типа рис. 7.01.1в изложена в § 7.03. - 303 -

Фильтр, показанный на рис. 7.01.1г, является волноводныы аа-рпантом фильтров, прнведенны,\ на рис. 7.01.1а н б. В этом случае высокоомные и низкоомные отрезки линий реализуются посредством увеличения и уменьшения высоты волновода. Отсюда возникло и его название - рифленый волноводный фильтр . По характеру своей работы он является фильтром нижних частот, но (так как волновод имеет критическую частоту), разумеется не может работать на очень низких частотах вплоть до постоянного тока, как большинство фильтров нижних частот.

Благодаря волноводной конструкции фильтр рассматриваемого типа можно изготовить так, чтобы он вносил очень небольшие потери в полосе пропускания. .Можно предполагать, что он будет иметь более высокую допустимую мощность по сравнению с аналогичными фильтрами, работающими с ТЕьМ колебаниями. Однако такой фильтр имеет недостатки по срав[1ению, например, с коаксиальным на рис. 7.01.1й; во-первых, большие габариты и значительно более высокую стоимость изготовления; во-вторых, для него труднее обеспечить полосу запирания, свободную от паразитных провалов (до таких высоких частот, как у коаксиального фильтра) даже для основного колебания ТЕю, и, в-третьих, ему присущи многочисленные паразитные полосы пропускания из-за колебаний высшего порядка, которые легко возбуждаются на частотах выше рабочего диапазона волновода (с основным типо.ч колебаний ТЕю).

В.месте с тем благодаря рифлению в волноводе, типы колебаний, имеющие изменения поля по вы<:оте волновода, здесь распространяться не будут вплоть до очень высоких частот, следовательно, необходимо прини.чать во внимание только колебания типа ТЕ о. Если волновод возбуждается с помощью расположенного в его центре штыря, то колебания TEso, ТЕщ и другие четного порядка возбуждаться ие будут. Вследствие этого первым паразитным колебанием, которое сможет возникнуть, будет колебание ТЕзо с критической частотой, в 3 раза большей, чем у колебания ТЕю. В обычных случаях колебание ТЕзо приводит к паразитной полосе пропускания со средней частотой, примерно в 2.5 раза выше средней частоты первой полосы пропускания.

Таким образом, фильтры ка рифленых волноводах часто оказываются вполне удовлетворительными, еслн отсутствует возбуждение колебания типа ТЕ20 или если не требуется очень широкая пслоса запирания. Единственными ограничениями для нх практического использования являются геометрические размеры и сложность изготовлении. Эти фильтры (или описанные ниже фильтры вафельного типа) являются, очевидно, наиболее приемлемыми типами фильтров нижних частот для диапазона от W Ггц п выше. Подробнее они будут рассмотрены в § 7.04.

Фи,1ьтр вафельного типа, показанный на рте. 7.01.16, во многом подобен фильтру на рифленом волноводе, но имеет одну особенность, благодаря которой устраняется проблема колебаний - 304 -

высшего порядка, дриводяших к паразитным провалам в полосе запирания. Эта особенность состоит в том, что здесь низкоомные секции вол.новода п.уеют продольные прорези, в связи с 4evi не-зави-симо от направления распространения составляющих волн в волноводе последний будет представлять структуру типа фильтра нижних частот для этих составляющи.х, и они будут затухать. Вафельные фильтры можно сконструировать с полосами запирання, в которых отсутствуют паразитные полосы пропускания вплоть до частоты, в 3 раза превышающей частоту среза фильтра. Применение продольных прорезей приводит, однако, к большим трудностям при изготовлении таких фильтров по сравнению с рифлеными волноводнымм фильтрами, но часто эти трудности бывают оправданы.

.Характеристики фильтров вафельного типа, за исключением улучшенных свойств в полосе запирания, такие же, как и у фильтров на рифленых волноводах. Подробнее фильтры вафельного типа рассматриваются в § 7.05.

Рис. 7.01.2. Разъемная конструкция коаксиального фильтра верхних частот: а - разрез по ВВ; б - разрез по АА

На рис. 7.01.2 показан типичный фильтр верхних частот, выполненный в виде разъемной коаксиальной конструкции. Расчет го также основан на соответствии элементов фнльтра сосредоточенным элементам. В этом случае короткозамкнутые коаксиальные шлейфы представляют параллельные индуктивности, а диски с фторопластовыми прокладками - последовательные конденсаторы.

.Подобные фильтры отличаются очень крутыми характеристиками, поскольку в конструкции с п реактивными элементами имеет место полюс затухания я-го порядка (см. § 2.04) на нулевой частоте. Обычно они имеют малые величины затухания .и ксв в полосе пропускания, начинающейся .от частоты среза фильтра и имеющей ширину порядка октавы, причем относительно низкое затухание будет н за этой .полосой вплоть до очень высоких частот. Ширина полосы пропускания, в пределах которой фильтр обладает характеристикой своего идеализнрованиого прототипа с сосредоточенными параметрами, зависит от частоты, начиная с ко-- 305 -